Regimul variabil de semnal mic

Ín cele mai multe circuite de procesare a semnalelor analogice, tranzistoarele bipolare functioneaza ín regim de variatii mici, ín jurul unui punct Q de repaus, din regiunea activa normala. Pentru variatii mici, de frecvente joase, caracteristicile exponentiale care leaga curentii tranzistorului bipolar de tensiunile baza-emitor si baza-colector pot fi asimilate cu tangentele ín punctul de repaus. Ín acest mod, poate fi stabilit un model liniar al tranzistorului bipolar, valabil pentru variatii mici si lente ale diferitelor marimi electrice, ín jurul valorilor de regim static.

Regimul variabil de semnal mic este regimul variabil al tranzistorului bipolar, ín care este índeplinita conditia de semnal mic.

1. Conditia de semnal mic

Se considera un tranzistor bipolar ín conexiunea EC (fig. 5.13a), cu p.s.f. Q plasat ín regiunea activa normala a caracteristicilor statice de iesire. Ín circuitul de intrare, se conecteaza un generator de semnal, care furnizeaza o tensiune sinusoidala (), iar la iesirea circuitului, este conectata rezistenta de sarcina.

Fig. 5.1 Circuit de amplificare, realizat cu TB ín conexiune EC: a. schema de principiu; b. circuitul echivalent pentru regim variabil, la frecvente medii

Se presupune ca amplitudinea este suficient de mica si frecventa semnalului este suficient de joasa (gama frecventelor medii), astfel ca aproximarea caracteristicilor exponentiale ale tranzistorului cu tangentele trasate ín punctul Q si neglijarea efectelor capacitatilor interne si externe ale dispozitivului sa fie posibile. Regimul variabil, care se stabileste ín conditiile precizate, poate fi privit ca o succesiune de regimuri stationare.

Circuitul echivalent al amplificatorului, pentru regimul variabil (circuitul echivalent de c.a.), este dat ín fig. 5.13b. Acest circuit echivalent se obtine prin punerea tuturor punctelor reci la masa circuitului.

Tinänd seama ca toate variatiile marimilor se produc ín jurul p.s.f. Q (punctul de repaus), curentii si tensiunile tranzistorului bipolar pot fi scrise ca sume ale componentelor de regim static si de regim variabil, dupa cum urmeaza:

(5.92)

(5.93)

(5.94)

(5.95)

(5.96)

(5.97)

Din circuitul de intrare (fig. 5.13b), rezulta

(5.98)

unde reprezinta rezistenta de intrare a amplificatorului. La iesirea circuitului, se obtine o tensiune variabila proportionala cu

(5.99)

cu o amplitudine , ín general, mai mare decät , din cauza amplificarii tranzistorului bipolar.

Ecuatia (5.99) descrie drepta de sarcina dinamica (). Pentru trasarea acestei drepte, se considera un sistem de axe ( ), cu originea ín p.s.f. Q. Pe durata unei perioade a semnalului de intrare, punctul de functionare al tranzistorului bipolar se deplaseaza pe caracteristica de intrare, íntre punctele 1 si 2 (fig. 5.14), respectiv pe dreapta , íntre punctele 3 si 4 (fig. 5.15).

Fig. 5.14. Traiectoria punctului de functionare al TB si variatiile

Fig. 5.15. Traiectoria punctului de functionare al TB si variatiile

Din fig. 5.14 si 5.15, ca de altfel si din ecuatiile (5.98) si (5.99), se constata evolutia curentilor de baza si de colector, ín faza cu semnalul de intrare, ín timp ce tensiunea este defazata cu 180^o ín raport cu semnalul . Acest defazaj pune ín evidenta o proprietate a conexiunii EC a tranzistorului bipolar, anume aceea de a schimba faza semnalului amplificat cu 180^o, ín acest domeniu de frecvente, ín care pot fi neglijate efectele capacitive interne si externe.

Din cele prezentate, rezulta ca, ín anumite conditii, comportarea tranzistorului bipolar ín regim variabil poate fi descrisa prin ecuatii liniare íntre variatiile marimilor electrice, ce se produc ín jurul punctului Q de repaus. Pentru stabilirea acestor conditii, se porneste de la ecuatiile Ebers-Moll ale curentului de baza si de colector, corespunzatoare regimului variabil:

, (5.100)

, (5.101)

cu si , date de (5.95) si (5.96). Ín ipoteza ca variatiile si índeplinesc conditiile

si pentru , (5.102)

din dezvoltarile functiilor si ín serie de puteri, vor putea fi retinuti numai primii doi termeni:

; (5.103)

. (5.104)

Ín aceste conditii, ecuatiile (5.100) si (5.101) devin:

(5.105)

si

. (5.106)

Din identificarea ecuatiilor (5.105) cu (5.92) si (5.106) cu (5.93), rezulta:

, (5.107)

si

. (5.108)

Relatiile liniare (5.107) si (5.108), care leaga variatiile curentilor de baza si de colector de variatiile tensiunilor aplicate la bornele celor doua jonctiuni ale tranzistorului bipolar, pot fi puse ín forma:

(5.109)

(5.110)

Termenii notati cu (cu ), introdusi ín ecuatiile precedente, au semnificatii de parametri dinamici ai tranzistorului bipolar:

(5.111)

(5.112)

(5.113)

(5.114)

Parametrii dinamici sunt independenti de si de , fiind functie numai de datele tehnologice ale tranzistorului bipolar, de p.s.f. si de temperatura. Relatiile liniare ín variatii, (109) si (110), au fost obtinute ín ipoteza ca sunt satisfacute simultan inegalitatile:

si (5.115)

Inegalitatile (5.115) exprima conditia de semnal mic pentru un tranzistor bipolar, íntr-un regim variabil, indiferent de conexiunea dispozitivului.

2. Modele de semnal mic

Ín regim variabil de semnal mic, un tranzistor bipolar poate fi echivalat cu un cuadripol activ liniar (fig. 5.16), iar comportarea dispozitivului poate fi descrisa, pentru fiecare conexiune, cu ajutorul unuia dintre cele sase seturi de ecuatii de cuadripol. Pentru descrierea comportarii tranzistorului bipolar la variatii mici, de frecvente joase, este preferat modelul cu parametri hibrizi, datorita faptului ca acesti parametri pot fi determinati usor si cu o precizie satisfacatoare, pe cale experimentala. La frecvente joase, toti parametrii hibrizi au valori independente de frecventa.

Fig. 5.16. Cuadripolul asociat TB ín regim variabil de semnal mic si frecvente joase

2.1. Modelul cu parametri hibrizi

Alegerea curentului de intrare si a tensiunii de iesire ca variabile independente conduce la urmatoarea forma a ecuatiilor de cuadripol:

, (5.116)

. (5.117)

Ín forma matriceala, ecuatiile precedente se scriu

, (5.118)

evidentiind matricea () a parametrilor hibrizi.

Ín ecuatiile (5.116), (5.117) si (5.118), marimile cu reprezinta parametrii dinamici de semnal mic ai tranzistorului bipolar, numiti parametri hibrizi, íntrucät au semnificatii diferite. Astfel, parametrul

(5.119)

reprezinta rezistenta de intrare a tranzistorului bipolar cu iesirea scurtcircuitata. Parametrul

(5.120)

este factorul de transfer invers ín tensiune, al tranzistorului bipolar cu intrarea ín gol, iar parametrul

(5.121)

este factorul de transfer direct ín curent, al tranzistorului bipolar cu iesirea scurtcircuitata. Ín fine, parametrul

(5.122)

este conductanta de iesire a tranzistorului bipolar cu intrarea ín gol.

Ín egala masura, sunt folosite si urmatoarele notatii:

- (input), pentru parametrul ;

- (reverse), pentru parametrul ;

- (forward), pentru parametrul ;

- (output), pentru parametrul .

Cu acest set de notatii, ecuatiile modelului cu parametri hibrizi se scriu

, (5.123)

. (5.124)

Valorile parametrilor hibrizi sunt diferite de la o conexiune la alta a tranzistorului bipolar, pentru acelasi p.s.f. si la aceeasi temperatura. Pentru a distinge cele trei seturi de valori ale parametrilor hibrizi, ce caracterizeaza acelasi tranzistor bipolar, ín aceleasi conditii de masurare, se ataseaza acestora un indice suplimentar, prin care se precizeaza conexiunea tranzistorului. Acesti indici suplimentari sunt: , pentru conexiunea BC, , pentru conexiunea EC si , pentru conexiunea CC. De exemplu, parametrii hibrizi ai unui tranzistor bipolar, ín conexiunea EC, sunt notati cu sau . Pentru parametrul hibrid , se foloseste frecvent notatia , ín baza analogiei cu relatia dintre curentul de colector si cel de baza, ín regim static. Daca este ín zona curentilor moderati, se considera ca . Din acelasi motiv, modulul parametrului se noteaza cu

Parametrii hibrizi ai tranzistorului bipolar depind de datele tehnologice ale tranzistorului, de p.s.f. ales, de temperatura si de conexiunea dispozitivului. Ín tabelul 5.17, sunt date valorile parametrilor hibrizi pentru un tranzistor bipolar de tip NPN, de mica putere (cod BC 171A), pentru cele trei conexiuni: EC, BC si CC. Aceste valori au fost masurate ín p.s.f. , , la si . Tot aici, sunt prezentate formulele de calcul ale parametrilor hibrizi ai tranzistorului bipolar íntr-o conexiune precizata, ín functie de parametrii hibrizi definiti ín alta conexiune. Determinantul matricei parametrilor hibrizi a fost notat cu .

Tabelul 5.17. Parametrii hibrizi: valori si relatii de calcul

De regula, cataloagele prezinta valorile parametrilor hibrizi ai tranzistorului bipolar ín conexiunea EC. Acest set de valori este folosit ca baza de calcul, pentru valorile parametrilor hibrizi corespunzatoare celorlalte doua conexiuni. Dependenta parametrilor hibrizi de p.s.f. este data sub forma grafica, ca ín fig. 5.18, unde normalizarea se face la valorile masurate íntr-un p.s.f. specificat si la o temperatura precizata. Valorile de referinta au fost notate cu . Pentru cei mai importanti parametri, cum ar fi , foile de catalog ale tranzistorului bipolar contin si curbele de variatie ale parametrului, ín functie de temperatura (fig. 5.19).

Fig. 5.18. Dependenta parametrilor hibrizi de p.s.f.: (1); (2); (3); (4)

Fig. 5.19. Dependenta parametrului de p.s.f. si de temperatura

Din modelul matematic de semnal mic si frecvente joase, al tranzistorului bipolar, descris cu ajutorul parametrilor hibrizi, poate fi obtinut modelul cu circuit echivalent, prin transpunerea directa a ecuatiilor de cuadripol. Ín fig. 5.20, este prezentat circuitul echivalent corespunzator ecuatiilor generale (5.116) si (5.117).

Fig. 5.20. Modelul general cu circuit echivalent, cu parametri hibrizi

Precizarea conexiunii tranzistorului bipolar conduce la modelele cu circuit echivalent, prezentate ín fig. 5.21.

Fig. 5.21. Modelele cu circuit echivalent, cu parametri hibrizi: a. TB ín conexiune BC; b. TB ín conexiune EC; c. TB ín conexiune CC

Fiecare model cu circuit echivalent contine o sursa de tensiune, comandata prin tensiunea de iesire, si o sursa de curent, comandata prin curentul de intrare. Sursa de tensiune, comandata prin tensiunea de iesire, din circuitul de intrare al tranzistorului bipolar, pune ín evidenta o reactie interna. Tinänd seama de valorile foarte mici ale parametrilor si , efectul acestei surse asupra marimilor de intrare ale tranzistorului bipolar poate fi neglijat, fara a prejudicia serios rezultatele. Ín schimb, sursa de curent, comandata prin curentul de intrare, plasata ín circuitul de iesire al cuadripolului, este singurul element al modelului, care califica tranzistorul bipolar ca dispozitiv activ. Prin urmare, efectul sursei de curent, comandata prin curentul de intrare, nu va fi neglijat niciodata.

Modelul cu parametri hibrizi (matematic sau cu circuit echivalent), ín forma completa sau íntr-o forma simplificata, este utilizat ín analiza amplificatoarelor de semnal mic, cu tranzistoare bipolare, pentru gama frecventelor joase si medii, ca si ín analiza altor circuite care contin acest tip de dispozitive, ín care se stabileste un regim variabil de semnal mic si frecvente scazute.

2.2. Modelul natural ín P

Elaborarea modelului natural ín , denumit si modelul Giacoletto, s-a bazat pe analiza proceselor fizice care se petrec íntr-un tranzistor bipolar, ín regim de variatii mici, produse ín jurul unui p.s.f. din regiunea activa normala a caracteristicilor statice de iesire. Acest model de semnal mic, cu circuit echivalent, este prezentat ín fig. 5.22, pentru tranzistorul bipolar ín conexiunea EC. Aceeasi structura poate fi utilizata si pentru descrierea comportarii tranzistorului bipolar ín conexiunile BC si CC (fig. 5.23), ín orice domeniu de frecvente: joase, medii si ínalte.

Fig. 5.22. Modelul natural ín al TB ín conexiunea EC

Elementele modelului se determina prin calcul. Pentru calculul rezistentelor, se utilizeaza fie setul de marimi ce cuprinde curentul de colector ín p.s.f, tensiunea termica, tensiunea Early si amplificarea ín curent a tranzistorului bipolar, fie parametrii hibrizi ai tranzistorului ín conexiunea EC. Capacitatile interne ale tranzistorului bipolar pot fi calculate din frecventele caracteristice ale tranzistorului.

Ín cele ce urmeaza, se va arata ca aceste rezistente, cu exceptia rezistentei , pot fi determinate prin calcul, plecänd de la curentul de colector ín p.s.f. (), tensiunea termica ( tensiunea Early () si amplificarea ín curent a tranzistorului bipolar cu iesirea scurtcircuitata (

Fig. 5.2 a. Modelul natural ín P al TB ín conexiunea BC; b. Modelul natural ín P al TB ín conexiunea CC

Borna B¢ este borna fictiva a bazei, presupusa a fi plasata ín mijlocul regiunii bazei. Prin rezistenta intrinseca a bazei, sau , se tine seama de caderea de tensiune care apare la trecerea curentului de baza. Acest parametru are o valoare foarte redusa (considerata constanta), ín comparatie cu celelalte rezistente ale modelului (). Celelalte elemente de natura rezistiva din model ( ) sunt pantele sau inversele pantelor caracteristicilor statice ale tranzistorului bipolar sau multipli ai acestora.

Transconductanta sau conductanta de transfer de semnal mic , a tranzistorului cu iesirea scurtcircuitata, este definita prin relatia

(5.125)

Daca se tine seama ca atät curentul de baza cät si rezistenta intrinseca a bazei au valori mici, relatia de definitie a acestui parametru dinamic se scrie

(5.126)

Relatia (1.26) arata ca transconductanta aproximeaza panta caracteristicii statice de transfer a tranzistorului bipolar ín conexiune EC, determinata ín p.s.f. Q. Folosind modelul matematic al acestei caracteristici statice,

(5.127)

se obtine relatia de calcul a acestui parametru dinamic, sub forma

(5.128)

Aceasta formula de calcul arata ca transconductanta de semnal mic (panta de semnal mic a tranzistorului bipolar) variaza liniar cu si, evident, depinde de temperatura. Pentru si , se obtine

Rezistenta sau , care reprezinta rezistenta de intrare (íntre B¢ si E), de semnal mic, a tranzistorului bipolar ín conexiune EC, cu iesirea scurtcircuitata, este definita prin relatia

(5.129)

Cum , rezulta ca este aproximativ inversa pantei caracteristicii statice de intrare, ín p.s.f. Q,

(5.130)

Daca se tine seama ca, ín RAN,

prin neglijarea curentului rezidual , si presupunänd ca , relatia (5.129) devine

(5.132)

reprezentänd formula de calcul a acestui parametru dinamic.

Rezistenta de iesire a tranzistorului bipolar ín conexiune EC, cu intrarea ín gol, sau , este inversa pantei caracteristicii statice de iesire,

(5.133)

Pentru formula de calcul a acestui element, prin care se tine seama de efectul Early asupra caracteristicilor de iesire, se foloseste ecuatia (5.127) a curentului de colector. Se obtine, astfel,

(5.134)

Rezistenta sau este, ín esenta, rezistenta dinamica a jonctiunii baza-colector, polarizata invers. O variatie a tensiunii colector-emitor provoaca atät variatia curentului de colector (efect modelat prin rezistenta ), cät si o variatie a curentului de baza. Prin , se modeleaza reactia negativa interna, prezenta la tranzistorul bipolar ín conexiune EC. Acest element al modelului poate fi definit prin relatia

(5.135)

Tinänd seama de relatiile (5.127) si (5.131), relatia precedenta devine succesiv

(5.136)

Relatia (5.136) este formula de calcul a rezistentei , folosind setul si . Din (5.134) si (5.136), se obtine o relatie íntre si , de forma

(5.137)

Cum , rezulta ca , ceea ce arata ca, la frecvente joase, reactia interna este foarte slaba ín conexiunea EC si justifica simplificarea modelului, prin neglijarea, aproape permanent, a efectului acestei rezistente.

La frecvente joase, domeniu ín care poate fi neglijat efectul celor doua capacitati, modelul Giacoletto va contine numai elementele de natura rezistiva (fig. 5.24a). Evident, ín aceasta ultima forma, modelul Giacoletto este echivalent cu modelul cu parametri hibrizi, al tranzistorului bipolar ín conexiune EC (fig. 5.24b). Aceasta observatie permite determinarea prin calcul a rezistentelor modelului Giacoletto, folosind parametrii hibrizi ai tranzistorului bipolar ín conexiunea EC ca baza.

Fig. 5.24. a. Modelul natural ín P al TB ín conexiunea EC, la frecvente joase; b. Modelul cu parametri hibrizi, al TB ín conexiune EC

Pentru cazul particular al tranzistorului bipolar cu iesirea scurtcircuitata (), din circuitul echivalent dat ín fig. 5.24a (neglijänd efectul rezistentei ), rezulta:

(5.138)

(5.139)

Din modelul cu parametri hibrizi, al tranzistorului bipolar ín conexiune EC, cu iesirea scurtcircuitata, pot fi definiti doi parametri:

(5.140)

si

(5.141)

Introducänd (5.140) si (5.141) ín relatiile (5.138) si (5.139), se obtin urmatoarele doua relatii de calcul:

(5.142)

(5.143)

Daca se considera tranzistorul bipolar cu intrarea ín gol, din circuitul echivalent dat ín fig. 5.24a, rezulta:

(5.144)

(5.145)

Din modelul cu parametri hibrizi, al tranzistorului bipolar ín conexiune EC, cu intrarea ín gol (fig. 5.24b), rezulta:

(5.146)

si

(5.147)

Prin folosirea definitiilor parametrilor si , ín (5.144) si ín (5.145), se obtin relatiile de calcul pentru alte doua rezistente ale modelului Giacoletto:

(5.148)

(5.149)

Ín ultimele doua relatii de calcul, aproximarile se bazeaza pe efectul neglijabil al parametrilor dinamici si ( si ). Ín general, exista urmatoarea relatie de ordonare, íntre rezistentele modelului Giacoletto:

(5.150)

Capacitatea ( sau ) este capacitatea jonctiunii baza-emitor (íntre B' si E), element prin care se tine seama de acumularea de purtatori minoritari ín baza tranzistorului bipolar, ín regim variabil de semnal mic. Capacitatea este, ín principal, capacitatea de difuzie a acestei jonctiuni. Variatia sarcinii spatiale din regiunea de tranzitie a jonctiunii baza-colector, ín regim variabil de semnal mic, este modelata prin capacitatea jonctiunii baza-colector (íntre B' si C), notata ( sau ). Ín esenta, capacitatea este capacitatea de bariera a jonctiunii baza-colector. Aceste doua capacitati interne ale tranzistorului bipolar, prin intermediul carora este modelata comportarea dispozitivului ín regim variabil de semnal mic, la frecvente ínalte, depind de datele tehnologice, de p.s.f. al tranzistorului si de temperatura.

Pentru calcularea capacitatilor interne, pot fi utilizate frecventele caracteristice ale tranzistorului bipolar: - frecventa de taiere a tranzistorului bipolar ín conexiunea EC si - frecventa de tranzitie. Cele doua frecvente caracteristice reprezinta frecvente la care modulul amplificarii ín curent a etajului realizat cu tranzistor ín conexiunea EC, cu iesirea ín scurtcircuit, ia valori precizate.

Fig. 5.25. Circuitul echivalent de c.a. al etajului de amplificare, cu TB ín conexiunea EC, cu iesirea ín scurtcircuit

Fie un etaj de amplificare de semnal mic, cu tranzistor ín conexiunea EC, cu iesirea ín scurtcircuit. Circuitul echivalent pentru regimul variabil (sau de c.a.) este dat ín figura 5.25, iar dupa ínlocuirea dispozitivului cu modelul Giacoletto - ín fig. 5.26a. Tinänd seama de faptul ca , rezulta circuitul echivalent simplificat din fig. 5.26b. Din acest ultim circuit (pentru conditii initiale nule), se obtine functia de transfer ín curent,

(5.151)

Ín relatia (5.151), reprezinta pulsatia polului real negativ,

(5.152)

Fig. 5.26. a. Circuitul echivalent de c.a.; b. Circuitul echivalent simplificat

Din expresia modulului amplificarii ín curent,

(5.153)

se constata ca este modulul amplificarii ín curent a acestui circuit, la frecvente joase (päna la c.c.), iar frecventa reprezinta frecventa la care scade la (fig. 5.27a) sau frecventa la care cästigul ín curent () scade cu fata de valoarea de la frecvente joase (fig. 5.27b).

Frecventa de tranzitie () este solutia ecuatiei

(5.154)

respectiv

(5.155)

Fig. 5.27. a. Caracteristica modul-pulsatie a amplificarii ; b. Caracteristica cästig-pulsatie a amplificarii

Cum , rezulta

(5.156)

sau, tinänd seama de (5.152),

(5.157)

íntrucät poate fi neglijat ín raport cu . Din (5.157) si (5.152), pot fi calculate cele doua capacitati interne ale tranzistorului bipolar, cu ajutorul relatiilor:

(5.158)

(5.159)

Prin analogie cu , poate fi definita frecventa , denumita frecventa de taiere a tranzistorului bipolar ín conexiunea BC. Frecventa are aceeasi semnificatie ca si , dar pentru amplificarea de curent a etajului de amplificare de semnal mic, cu tranzistor ín conexiunea BC, cu iesirea ín scurtcircuit. Din circuitul echivalent de c.a. al etajului de amplificare (dat ín fig. 5.28), pentru conditii initiale nule, se obtine functia de transfer ín curent, de forma

(5.160)

Fig. 5.28. Circuitul echivalent de c.a. al etajului de amplificare, cu TB ín conexiunea BC, cu iesirea ín scurtcircuit

Tinänd seama de relatia care exista íntre amplificarile ín curent ale tranzistorului ín cele doua conexiuni ( si ) si de expresia deja gasita pentru , se obtine

(5.161)

Ín (5.161), reprezinta amplificarea ín curent a etajului, la frecvente joase,

(5.162)

iar este pulsatia polului real negativ,

(5.163)

Din (5.161), se constata ca frecventa de taiere reprezinta frecventa la care modulul amplificarii ín curent, a etajului cu tranzistor ín conexiunea BC, cu iesirea ín scurtcircuit, scade la (fig. 5.29). Íntre cele doua frecvente de taiere, ale aceluiasi tranzistor, exista relatia

(5.164)

Fig. 5.29. Caracteristica modul-pulsatie a amplificarii , pentru TB ín conexiunea BC

Din comparatia relatiilor (5.163) si (5.156), rezulta ca si au valori apropiate, ceea ce inseamna ca un tranzistor conectat cu baza comuna amplifica semnale de frecvente mult mai mari decät ín cazul conexiunii cu emitorul comun. Aceasta proprietate remarcata ín cazul etajelor cu iesirea scurtcircuitata se mentine si la etajele care lucreaza cu o sarcina oarecare la iesire. Elementele modelului Giacoletto si frecventele caracteristice ale tranzistorului bipolar depind de datele tehnologice ale dispozitivului, de p.s.f. si de temperatura. Ín foile de catalog ale tranzistoarelor bipolare, este prezentata dependenta

Ín tabelul 5.30, sunt date relatiile de calcul si valorile elementelor modelului Giacoletto, pentru un tranzistor bipolar tip NPN, cu codul BC 171C. Din catalog, se extrag urmatoarele date, corespunzatoare p.s.f. , la . Cu ajutorul relatiei (5.156), se estimeaza

Tabelul 5.30. Relatii de calcul si valori ale elementelor modelului Giacoletto

Modelul Giacoletto poate fi folosit (cu erori acceptabile) päna la frecvente ce nu depasesc , valoare päna la care pot fi neglijate efectele capacitatilor parazite interelectrozi , , (fig. 5.31).

Fig. 5.31. Capacitatile parazite interelectrozi