Comutarea tranzistorului bipolar

COMUTAREA TRANZISTORULUI BIPOLAR

Scopul lucrarii: se studiaza regimul de comutare al tranzistorului bipolar, se masoara timpii de comutare directa si inversa, precum si influenta diferitelor elemente ale schemei asupra acestora; se studiaza eficienta unor scheme de accelerare a comutarii si de evitare a intrarii in saturatie a tranzistorului.

2. Regimul de comutare al unui tranzistor bipolar consta din trecerea lui din starea de blocare in starea de conductie - in regiunea activa normala sau in saturatie - si invers.

In starea de blocare, ambele jonctiuni ale tranzistoarelor sunt polarizate invers; prin tranzistor circula curentii I_cbo si I_coo (in conexiunea EC), de obicei, neglijabili pentru tranzistoarele din siliciu, astfel incat tensiunile la bornele tranzistoarelor blocate sunt determinate numai de elementele circuitului exterior acestora.

In starea de conductie, tranzistorul are jonctiunea baza-emitor polarizata direct iar jonctiunea colector-baza este fie blocata (in cazul functionarii in regiunea activa normala) fie polarizata direct (in cazul in care tranzistorul functioneaza la saturatie). Functionarea tranzistorului in saturatie, in circuitele de comutatie, prezinta avantaje, precum realizarea unui coeficient bun de utilizare a tensiunii de alimentare, putere di­sipata mica pe tranzistor, stabilitate a tensiunii de iesire, dar are si dezavantajul unui timp de comutare inversa mai mare, datorita sarcinilor stocate suplimentar in baza.

Conditia de functionare in saturatie a unui tranzistor bipolar este ca si jonctiunea colector-baza a tranzistorului sa fie polarizata direct, ceea ce, pentru circu­itul din fig. 19.1 devine:

(19.1)

unde I_BS este curentul de baza la saturatie incipienta iar I_B1 este curentul direct prin baza tranzistorului.

In saturatie, tranzistorul este caracterizat prin tensiunea
baza-emitor, V_BE, de circa 0,7 - 0,9 V (in functie de curentul de emitor) si prin tensiu­nea de colector de saturatie, V_cesat, de circa
0,1 - 0,3 V (in functie de curentul de colector), neglijabila.

Tensiunile pe jonctiuni fiind foarte mici sau, oricum, cunoscute, pentru un tranzistor bipolar saturat, curentii prin el sunt determinati de elementele circuitului exterior. Se adauga si relatia: I_E = I_B + I_C.

In regiunea de saturatie, tranzistorul este caracterizat si prin gradul de saturatie:

(19.2)

3. Intarzierea, la comutarea dintr-o stare in alta, a tranzistorului, este determinata atat de fenomenele de acumulare a sarcinii de purtatori in baza tranzistorului, caracterizate prin constantele de timp t_n (constanta de timp de viata a electronilor minoritari in exces in baza) si t_s (constanta de timp de stocare) cat si de capacitatile de bariera ale jonctiunilor tranzistorului, C_be, ce conteaza cand tranzistorul este blocat, respectiv C_bc ce conteaza si cand tranzistorul este deschis, in regiunea activa normala (in special, la rezistente de colector de valoare mare).

Pentru tranzistoarele de comutatie, se iau masuri tehnologice pentru micsorarea constantelor de timp t_n si t_s (crearea unor centri de recombinare suplimentari prin dopare cu atomi de aur, concentratii mari de impuritati) si a capacitatilor de bariera (suprafete mici ale jonctiunilor). Rezulta curenti reziduali ai jonctiunilor de valoare mica si, deci, tensiuni directe pe jonctiuni deschise de valori mai mari (circa 0,7 - 0,9 V); de asemeni, factorul de curent al tranzistorului, b , va avea valori relativ mici, de circa 30-50, avand in vedere recombinarea favorizata a purtatorilor minoritari in baza.

4. Regimul de comutare al tranzistorului bipolar se poate studia pe circuitul echivalent din fig. 19.1, unde rezistenta R₀ limiteaza curentul de colector al tranzistorului, ceea ce permite si obtinerea regimului de saturatie. Curentii I_B1 (direct) si I_B2 (invers) depind de configuratia circuitului exterior si de tensiunea baza-emitor, V_BE, a tranzistorului, la fel ca si curentul de colector al tranzistorului, I_C = I_csat.

Fig. 19.1. Fig. 19.2.

Formele de unda ale curentilor de baza si de colector sunt reprezentate in fig. 19.2; asa cum se observa, la comutarea inversa, prin baza tranzistorului, se stabileste un curent invers (-I_B2) care exista atat timp cat mai exista sarcina de purtatori minoritari stocata in baza tranzistorului.

Pentru circuitul testat, din fig. 19.6, se scriu curentii:

(19.3)

(19.4)

(19.5)

S-au neglijat caderile de tensiune de pe rezistentele r_b si r_c folosite pentru masurarea curentilor respectivi.

5.Comutarea directa este caracterizata, pe de o parte,
printr-un timp de intarziere, t_i, determinat de incarcarea capacitatii parazite de intrare a tranzistorului bipolar si prin timpul de difuzie al purtatorilor minoritari de la emitor la colector (foarte mic), nereprezentat in fig. 19.2 si, pe de alta parte, prin timpul de crestere care, dedus din ecuatiile metodei sarcinii pentru regim tranzitoriu, se calculeaza cu relatiile:

- pentru comutarea in regiunea activa normala:

t_cr = 2,3 t_n (19.6)

- pentru comutarea in regiunea de saturatie:

(19.7)

Se remarca dependenta timpului de comutare directa (t_cd =
= t_i + t_cr t_cr) de gradul de saturatie al tranzistorului.

6.Comutarea inversa a tranzistorului din regiunea de saturatie este caracterizata prin timpul de stocare, ce se poate calcula cu relatia:

(19.8)

si prin timpul de cadere, dat de relatia:

(19.9)

Observatie: daca t_n t_s, atunci se obtine:

(19.10)

relatie care, fiind independenta de I_BS, arata ca timpul de comutare inversa depinde de cantitatea de sarcina totala stocata in baza tranzistorului (proportionala cu I_B1) si de curentul de baza invers (I_B2) care elimina sarcina din baza.

7. Pentru micsorarea timpilor de comutare ai unui tranzistor bipolar, se poate folosi o schema de accelerare a comutarii ca in
fig. 19.3.

 

Fig. 19.3. Fig. 19.4.

La aplicarea saltului pozitiv al tensiunii de intrare, se obtine un curent de baza de valoare mare (capacitatea se comporta ca un scurt circuit pe frontul impulsului):

(19.11)

cu: , care asigura un timp de crestere foarte mic, dar care scade in timp, astfel ca, valoarea de regim stationar:

(19.12)

sa asigure saturarea tranzistorului cu un grad de saturatie cat mai mic (1 2), aproape de saturatie incipienta.

La aplicarea saltului negativ al tensiunii de intrare, se obtine un curent, I_B2(0), de valoare foarte mare:

(19.13)

cu: , care asigura timpi de stocare si de cadere de valori mici.

Dupa aplicarea saltului de tensiune la intrare, capacitatea de accelerare incepe sa se incarce (descarce), ceea ce duce la micsorarea curentilor de baza (in valoare absoluta) asa cum se vede si in fig. 19.4.

8. Eliminarea timpului de stocare, care reprezinta o intarziere neta intre impulsul de comanda si raspunsul circuitului, se face prin utilizarea unor circuite de evitare a intrarii in saturatie, care au si proprietatea de a mentine la iesire o tensiune mica, fixa, independenta de parametrii tranzistorului.

In fig. 19.5 sunt reprezentate circuite care folosesc metoda sarcinii neliniare (a), ineficienta, din cauza curentului mare ce circula prin tranzistor si dioda, respectiv metoda reactiei negative neliniare prin care, prin dioda, se deviaza surplusul de curent de intrare de comanda (fig. 19.5.b).

a) b) c)

Fig. 19.5

Idealizand caracteristicile diodelor in conductie directa, caracteristica dinamica in planul i_C, u_CE al caracteristicilor statice ale tranzistorului va fi ca in fig. 19.5.c. Presupunand ca V_D = V_BE, pentru cazul in care dispozitivele respective sunt deschise, se obtin valorile:

V₀' = V_D + E pentru fig. 19.5.a;

V₀'' = E - V_D + V_BE = E pentru fig. 19.5.b.

DESFASURAREA LUCRARII

1. Se identifica montajul din fig. 19.6. Se alimenteaza cu
V_CC = 10 V (la borna 2) si cu V_BB = 3 V (la borna 3) si se aplica la intrare (borna 4) impulsuri pozitive de amplitudine V_g = 4 V si cu durata si perioada suficient de mari (msec). Curentul de colector se vizualizeaza la bornele rezistentei r_c (borna 5, fata de masa, pe intrarea de alternativ a osciloscopului). Curentul de baza se vizualizeaza pe rezistenta r_b (intre bornele 7 si 8) cu un osciloscop cu intrarea diferentiala. Tensiunea de iesire se vizualizeaza pe colector (borna 6), pe intrarea de curent continuu a osciloscopului.

Fig. 19.6.

Valorile elementelor din circuit:

C_a=10nF ; C_s=100pF ;

R₁=820 W ; R₂=5.6 KW ; r_b=120 W ; R_c=220 W ; r_c=10 W

T₁ = T₂ = 3 msec. ; n = 150 KHz

2. Se regleaza potentiometrul P astfel incat sa se realizeze o comutare in regiunea activa normala. Se masoara timpul de crestere (pana la 0,9 din valoarea finala a curentului de colector) si se calculeaza constanta de timp de viata a purtatorilor minoritari in exces din baza: t_n = t_cr / 2,3.

Timpul de crestere masurat: t_cr = 2msec.

Constanta de timp de viata a purtatorilor minoritari in exces din baza:

Se masoara valoarea finala a curentului de colector si valorile curentilor de baza; se masoara timpul de cadere si se verifica cu valoarea calculata cu relatia (19.9) in care I_BS se inlocuieste cu I_B1.

Valorile masurate ale curentiilor de baza sunt:

i_BS = 0.27mA ; i_B2 = 0.7mA

iar timpul de cadere:

t_c = 200 nsec.

cu valoarea calculata teoretic:

t_c = nsec. ( e

3. Se regleaza potentiometrul P astfel incat sa se realizeze o comutare directa la limita de intrare in saturatie a tranzistorului (cand t_s = 0); masurand I_Csat si I_B1 = I_BS, rezulta factorul de curent al tranzistorului b (daca nu se poate masura curentul de baza, se va lua pentru b valoarea data in anexa pentru tranzistorul folosit).

Valoarea masurata a lui I_Csat = 40 mA => e

Prin comutare directa la limita intrarii in saturatie a tranzistorului se elimina timpii de stocare (ts=0) , realizandu-se o reducere a timpilor de comutare atat la comutarea directa cat si la cea inversa:

t_c = 80 nsec.

t_cr = 120 nsec.

Masuratorile au fost efectuate pentru o frecventa de n=500 HKz a semnalului de intrare.

7. In conditiile nominale, se cupleaza capacitatea C_S la iesirea tranzistorului si se vizualizeaza tensiunea de iesire si curentul prin rezistenta r_c (este diferit de curentul de colector al tranzistorului!). Se masoara timpii de comutatie, considerand ca marime de iesire tensiunea din colectorul tranzistorului.

Timpii de comutatie ai circuitului cu capacitatea C_S ca sarcina au urmatoarele valori masurate:

t_c = 240 nsec.

t_cr = 160 nsec.

Se observa ca , fata de raportul normal dintre timpul de cadere si cel de crestere

la introducerea capacitatii timpul de cadere este mult mai mare decat cel de crestere , adica un inversor cu TBIP descarca repede un condensator , dar il incarca greu.

8. Se cupleaza circuitul de accelerare si se vizualizeaza formele de unda ale curentilor de baza si de colector si ale tensiunii de iesire. Pentru o pozitie intermediara a potentiometrului P se masoara timpii de comutare. Se constata, calitativ, efectul potentiometrului asupra timpilor de comutare.

Formele de unda obtinute pentru curentul de baza este de forma celei reprezentate in figura 19.4 .

Timpii de comutare masurati fara circuitul de accelerare:

t_cr = 320 nsec. ; t_c = 160 nsec

Timpii de comutare masurati cu circuitul de accelerare:

t_cr = 120 nsec. ; t_c = 80 nsec

Micsorarea timpilor de comutare se realizeaza prin inducerea in momentul comutarii a unor curenti de baza mari cu rolul de a accelera procesele de stocare / golire de purtatori a bazei si de incarcare / descarcare a capacitasilor tranzistorului.

Prin variatia rezistentei potentiometrului P se obtine o variatie de semne contrarea valorilor initiale ale curentilor de baza la comutarea directa si inversa. De exemplu, la cresterea rezistentei are loc o crestere a lui I_B1(0) si o scadere a lui I_B2(0) , precum si o scadere a valorii curentului de baza I_B1( ) lucru ce afecteza functionarea circuitului si dupa momentul comutarii.

9. Se realizeaza, pe rand, cele doua circuite de evitare a intrarii in saturatie. Se constata ineficienta metodei cu sarcina neliniara. Pentru circuitul din fig. 19.5.b, se aplica impulsuri de comanda si se vizualizeaza tensiunea de la iesire si curentul prin rezistenta r_c; se masoara timpii de comutare cu si fara dioda si se compara rezultatele.

Timpii de comutare masurati fara dioda:

t_cr = 200 nsec. ; t_c = 160 nsec.

Timpii de comutare masurati cu dioda:

t_cr = 190 nsec. ; t_c = 140 nsec.

Se observa micsorarea timpului de crestere , cat si a celui de cadere prin eliminarea timpului de stocare (care reprezinta o intarziere neta intre impulsul de comanda si raspunsul circuitului ) prin evitarea intrarii tranzistorului in saturatie , dar mentinerea functionarii lui la limita saturatiei pentru a beneficia de avantajele ei.