Multiplexarea semnalelor numerice - sincronizarea sistemelor de transmisiuni numerice

MULTIPLEXAREA SEMNALELOR NUMERICE - SINCRONIZAREA SISTEMELOR DE TRANSMISIUNI NUMERICE

1          Multiplexarea semnalelor sincrone

Am vazut ca in cazul multiplexarii in timp, fiecarei cai de transmisiune i se aloca periodic un interval de timp. Intr-o transmisiune numerica, acest interval de timp contine cuvantul binar cu lungimea de b biti corespunzator valorii cuantizate a unui esantion. Cuvintele ce apartin unei anume cai se succed in timp la intervale egale cu perioada esantionarii. Daca bitii ce compun cuvintele aferente celor N cai multiplexate in timp apar la momente determinate de un ceas comun tuturor cailor, spunem ca cele N semnale numerice sunt sincrone.

Ansamblul celor N cuvinte a cate b biti, carora li se adauga si un numar de biti auxiliari cu rol bine precizat, constituie un cadru (frame) cu durata egala cu perioada esantionarii. Deoarece este de dorit ca structura cadrului sa fie regulata, de cele mai multe ori, numarul bitilor auxiliari este un multiplu 'j' al lui b.

In general, cadrul poate fi organizat in doua moduri:

a. cu intretesere de biti: cadrul se imparte in b intervale de timp si transmisia se face in ordinea urmatoare: primul bit al caii 1, al caii 2, … , al caii ; bitul 2 al caii 1, al caii 2, …., al caii ; bitul b al caii 1, al caii 2, …, al caii . Cu alte cuvinte, fiecare interval b contine cate biti de acelasi
rang i

b. cu intretesere de cuvinte: se transmit in ordine cuvintele de cate b biti corespunzatoare celor intervale in care se imparte durata cadrului.

Intrucat la receptie demultiplexorul trebuie sa poata identifica intervalele de timp alocate fiecarei cai in parte, este intercalata in fluxul informational o secventa binara determinata, ce este alcatuita dintr-o parte a bitilor auxiliari. Aceasta secventa este utilizata pentru sincronizarea sau alinierea demultiplexorului cu multiplexorul si se mai numeste cuvant de sincronizare sau cuvant de aliniere a cadrului, FAW (Frame Alignement Word).

Bitii auxiliari ramasi sunt utilizati pentru transmisia semnalizarilor intre centrale, ce se refera la comanda operatiilor de comutare si la gestiunea retelei ca si in cazul sistemelor de transmisiuni analogice.

2 Ierarhia pleziocrona a sistemelor de transmisiuni numerice

Necesitatea gruparii unui numar din ce in ce mai mare de cai a condus si in cazul STN la definirea unei ierarhii, numita ierarhie pleziocrona, PHD, la baza careia se afla multiplexul primar.

Pe plan international exista doua norme pentru multiplexul primar: multiplexul primar european (CEPT) cu 30 cai si multiplexul primar american cu 24 cai. Ambele fac obiectul recomandarilor UIT-T: G.732, respectiv G.733. La nivelul multiplexului primar, semnalele numerice sunt sincrone. In ceea ce priveste cele doua norme, singurele caracteristici comune se refera la:

frecventa de esantionare (8 kHz),

durata cadrului (125 sec),

numarul b de biti al cuvantului binar corespunzator unui esantion (

Rezulta ca in ambele cazuri, debitul binar pentru o cale telefonica este:

esantioane/sec x 8 biti/esantion = 64kbiti/sec

si constituie debitul asa-numitului multiplex de ordin zero. Pornind de aici s-au dezvoltat ierarhii distincte, prezentate sintetic in Fig. 4-1.

Multiplexul primar

La baza ierarhiei europene a sistemelor de transmisiuni numerice cu MIC sta mutiplexul primar. Pe langa multiplexarea a 30 cai telefonice si/sau de date la 64 kbit/sec, MUX primar face si adaptarea intre reteaua analogica existenta si reteaua numerica in curs de aparitie.

1 Structura cadrului

Multiplexarea in timp a cailor si identificarea lor la receptie este posibila prin organizarea intervalelor de timp alocate cailor si informatiilor suplimentare intr-un cadru. In conformitate cu recomandarea UIT-T G704, un cadru (Cd) cu durata de 125s contine 32 intervale de timp numerotate de la 0 la 31, iar 16 cadre, numerotate intre 0 si 15, formeaza un multicadru (MCd) sau cadru de semnalizare. Semnificatia celor 8 biti transmisi in fiecare interval de timp rezulta din Fig. 4-2, dupa cum urmeaza:

Bitii a, b, c, d din intervalul 16 reprezinta biti de semnalizare corespunzatori caii k, respectiv , daca se transmite cadrul k (

Biti notati cu D si N sunt biti de serviciu si indica:

alarma urgenta ( pentru alarma),

alarma neurgenta ( pentru alarma).

Bitii Y sunt biti de rezerva.

Bitul X din intervalul 0 al oricarui cadru este rezervat pentru cazul in care se utilizeaza procedura CRC (Cyclic Redundancy Check). In multiplexul primar se utilizeaza procedura CRC Aceasta noua procedura de monitorizare a erorilor cu sistemul in serviciu prezinta avantajul de a superviza intregul flux de date, nu numai cuvantul de sincronizare sau violarile algoritmului utilizat de codul de linie. Rata erorilor, incluzind pachetele de erori, este in acest caz mai precis determinata. In acest scop, multicadrul este impartit in doua sectiuni: sectiunea I, ce cuprinde cadrele si sectiunea a II-a ce cuprinde cadrele . Astfel, multicadrul CRC4 contine 16 cadre ca si cadrul de semnalizare si dureaza 2msec.

Fiecare sectiune ce contine 8 cadre, deci un bloc de date de 2048 biti, este multiplicata la emisie cu si divizata cu polinomul generator . Restul impartirii, un cuvant de 4 biti, reprezinta bitii de verificare CRC ai blocului de date respectiv, fiind notati cu C1, C2, C3, C Acesti biti sunt transmisi pe pozitia bitului 1 (bitul x, Fig. 4-2) din intervalul zero al cadrelor pare.

Partea de receptie este sincronizata cu partea de emisie cu ajutorul unui cuvant de sincronizare CRC ce are structura 001011, transmis bit cu bit la inceputul cadrelor 1, 3, 5, 7, 9 si 11. La receptie blocul de date I (II) este supus aceleiasi proceduri obtinand restul C1', C2', C3', C4'. Se compara cele doua resturi si daca difera inseamna ca au existat erori in transmisie. Acest fapt este semnalizat statiei emitatoare cu ajutorul unor biti E ce ocupa pozitia bitului 1 din cadrele 13 si 1 In cazul erorii bitii trec din '1' in '0'.

Nici procedura CRC4 nu poate garanta detectarea tuturor erorilor. Procentul detectiei este de 93,75% si este determinat de lungimea redusa a polinomului generator (gradul 4). Sistemul realizeaza 1000 comparatii CRC pe secunda (o sectiune dureaza 1ms). Daca numarul blocurilor eronate depaseste pragul de 913 din 1000, sistemul isi pierde sincronizarea. In cazul unei rate a erorilor de ordinul procedura CRC4 nu mai este potrivita (in fiecare bloc CRC4 vor fi in medie doua erori).

Multiplexarea de ordin superior

In transmisiunile telefonice interurbane costul liniei si echipamentului de linie depaseste cu mult costul multiplexului primar. Totodata, necesitatea unei capacitati de transmisie sporite, atat in traficul interurban cat si urban, impun multiplexarea semnalelor numerice provenind de la mai multe MUX-uri primare pe un acelasi suport fizic - multiplexarea de ordin superior.

Incepand cu multiplexul de ordinul doi (multiplexul secundar) echipamentul nu mai contine CAN si CNA ci doar multiplexoare numerice. In conformitate cu standardul european (CEPT) pornind de la multiplexul primar de 2,048 Mbit/sec, fiecarui ordin ii corespunde un numar de cai de patru ori mai mare decat unui 'afluent' - multiplex de ordin imediat inferior. Din paragraful 2 privind ierarhia STN se observa ca debitul binar corespunzator fiecarui ordin de multiplexare este mai mare decat de 4 ori debitul binar al unui afluent, ca urmare a introducerii informatiilor suplimentare necesare supervizarii si sincronizarii noului cadru - specific ordinului respectiv - si rezolvarii problemei multiplexarii unor semnale pleziocrone. In cazul semnalelor numerice pleziocrone frecventa de tact are aceeasi valoare nominala, dar poate prezenta variatii aleatoare in limite admise (de exemplu, pentru multiplexul primar: p.p.m). Pentru a putea realiza multiplexarea unor semnale pleziocrone este necesar ca viteza de transmisie in linie sa nu depinda de viteza momentana a afluentilor. Totodata operatia de recuperare a tactului din semnalul informational transmis in linie nu trebuie sa fie afectata de eventuala defectare a unui afluent. Aceasta a doua cerinta se rezolva adoptand in multiplexarea de ordin superior intreteserea de biti. Prima problema se rezolva sincronizand afluentii cu un tact de referinta comun , compensarea diferentei intre si () realizandu-se prin operatia de dopare (stuffing). UIT-T recomanda doparea pozitiva. Conceptul de dopare pozitiva implica utilizarea unui debit binar de iesire totdeauna mai mare decat cel de intrare, cu indeplinirea conditiei

unde , reprezinta variatiile admise pentru si . Astfel semnalul de iesire va contine toti bitii semnalului de intrare, ai afluentului, si in plus un numar variabil de biti de 'dopare', ce nu poarta informatie si servesc la compensarea diferentei mentionate pentru fiecare afluent in parte. In doparea pozitiva se transmit biti de dopare cand viteza afluentului este mai mica sau egala cu viteza nominala; cand viteza devine mai mare decat cea nominala, o parte a bitilor de dopare este inlocuita cu biti informationali. Receptorul trebuie sa poata recunoaste si recupera doar bitii ce provin de la afluenti. Este deci necesar ca bitii de dopare sa ocupe pozitii bine precizate in cadru si sa se semnalizeze receptorului daca bitul ce ocupa o asemenea pozitie este bit de dopare sau bit informational.

1 Structura cadrului pentru multiplexul de 8, 34 si 140Mbit/sec

In scopul indeplinirii cerintelor mentionate mai sus, cadrul utilizat la multiplexarea semnalelor plesiocrone are o structura de baza (Fig. 4-8) care contine urmatoarele blocuri informationale:

FAW: cuvant de sincronizare (Frame Alignement Word),

CS : cuvant de serviciu,

BI 1/4 : biti informationali,

SD 1/4 : biti pentru semnalizarea doparii,

BD 1/4 : biti de dopare.

Fig. 4-8

Pentru toate nivelele ierarhiei cadrul incepe cu un FAW de lungime si structura cunoscute, ceea ce permite receptorului sa gaseasca inceputul cadrului si sa identifice canalele. De asemeni, monitorizarea erorilor in detectarea FAW permite o evaluare a ratei erorilor (BER).

Cuvantul de serviciu ce urmeaza contine bitii D si N de semnalizare a alarmei: urgente (D), respectiv neurgente (N). Bitul N poate fi folosit eventual pentru transmisiuni asincrone de date. CS din cadrul multiplexului de 140 Mbit/sec mai contine in acelasi scop bitii Y1, Y2 (canale de date prin interfata V.11 cu viteza maxima de 10 kbit/sec).

Bitii informationali ce provin de la cei patru afluenti sunt intretesuti, deci se transmit in ordinea: BI-1, BI-2, BI-3, BI-4, BI-1, BI-2 etc.

Blocul SD cuprinde 4 biti pentru semnalizarea doparii in afluentii (de exemplu SD = 1/0, SD - bit dopare/bit informational). In scopul protectiei fata de erorile de transmisie se utilizeaza un cod redundant cu decizie majoritara pentru semnalizarea doparii. Astfel pentru MUX de 8 si 34Mbit/sec in cadru exista trei blocuri SD, iar in cadrul multiplexului de 140Mbit/sec, cinci blocuri SD. O semnalizare eronata privind semnificatia bitilor din blocul BD, ce contine pentru fiecare afluent un bit de dopare sau informational, duce la pierderea sincronizarii sistemului. In conformitate cu Recomandarea G.742 structura cadrului pentru multiplexul secundar de 8,448 Mbit/sec este cea din Fig. 4-9.

Fig. 4-9

Principalele caracteristici sunt:

Debitul binar: 8448 kbit/sec ± 30 ppm

Numar de biti in cadru: 848

BI in cadru:

Durata cadrului: 100, 38 msec

Rata nominala a doparii: 4,23 kbit/sec

Pentru multiplexul de 34,368Mbit/sec si 139,264Mbit/sec, structura cadrului (Recomandarea G.751) este data in Fig. 4-10, respectiv in Fig. 4-11.

Fig. 4-10

Fig. 4-11

2 Schema bloc a MUX / DEMUX de ordin superior

Schema bloc simplificata a multiplexorului este prezentata in Fig.4-12. Semnalele ce provin de la cei patru afluenti sint supuse regenerarii si decodarii de linie in blocurile individuale RDC. Sub comanda tactului propriu, recuperat tot in RDC, semnalul este introdus intr-o memorie elastica, ES (Elastic Store) ce are rolul de a adapta vitezele individuale ale afluentilor pleziocroni la o viteza comuna, a multiplexului de ordin superior, MCLK. In acest scop, informatia
din ES este citita cu o frecventa GCLK a carei valoare instantanee este MCLK/ Semnalul GCLK prezinta o serie de intreruperi (Gap) in citirea informatiei din ES pe intervale de timp ce corespund aparitiei in cadru a FAW + CS si SD. Semnalul de la iesirea ES va contine insa si bitii corespunzatori SD (vezi paragraful c). Urmeaza o conversie paralel-serie si formarea cadrului

introducand FAW si CS (bitii D, Y) cu ajutorul blocurilor P/S si INS, sub comanda MCLK si FCLK (Frame CLK). Baza de timp BTE pilotata cu cuart furnizeaza toate semnalele de tact necesare. La receptie (Fig. 4-13), semnalul este supus decodarii de linie si regenerarii in blocul RDC. Tactul recuperat controleaza, prin baza de timp receptie (BTR), tot procesul demultiplexarii. Un convertor serie-paralel S/P distribuie arbitrar semnalul regenerat pe patru linii de iesire. Blocul DETFAS are rolul de a detecta distributia FAW pe cele 4 linii si in consecinta alocarea linie-afluent. Un comutator de canale CS (Channel Switch) permite trecerea
afluentului 1 pe iesirea , a afluentului 2 pe etc. Totodata, DETFAS supravegheaza aparitia periodica a FAW si monitorizeaza erorile.

Blocul de evaluare a SD, sub comanda FCLK si elaboreaza semnalele GCLK ce prezinta intreruperi ale tactului pe durata bitilor FAS si SD. In plus, daca SD indica bit de dopare pe afluentul , se va intrerupe la aparitia Astfel GCLK permite inscrierea in ES doar a bitilor ce provin de la afluenti. Citirea ES se face cu un tact ce rezulta din 'netezirea' intreruperilor, cu ajutorul unui circuit PLL. Ultima prelucrare a semnalelor celor 4 afluenti o constituie codarea de linie in blocurile individuale CD.

a) Memoria elastica

Memoria elastica ES este principalul bloc functional in realizarea multiplexarii semnalelor pleziocrone prin metoda doparii pozitive (Fig. 4-14). ES contine un anumit numar 'm' de celule de memorie de 1 bit () ce pot fi adresate independent in scopul citirii sau inscrierii: in acelasi timp o celula poate fi citita, iar in alta se poate inscrie. Semnalul de intrare , dupa regenerare si recuperarea tactului propriu este inscris ciclic in celulele , etc. Adresa celulei in care se face inscrierea este furnizata de un numarator NUM_i actionat de . Citirea ES se face de la adresele furnizate de , actionat de generat de multiplexor.

Diferenta intre adresa de inscriere si cea de citire este urmarita de un comparator de adrese AC. Pe durata transmiterii bitilor FAS, SD, se intrerupe, nu avanseaza. Cu toate acestea deoarece diferenta se micsoreaza in permanenta, si cand devine mai mica decat , AC genereaza un semnal catre blocul de comanda LOG. Ca urmare, prin intermediul blocului SD bitul de semnalizare a doparii este pus in '1', iar in momentul aparitiei in cadru a pozitiei rezervate bitului de dopare, se intrerupe, nu mai avanseaza ; astfel diferenta intre adrese creste cu o unitate. Procedura se repeta de cate ori este nevoie. Trebuie remarcat faptul ca intre decizia de dopare generata de AC si executie poate fi un interval de timp a carui durata maxima este egala cu cea a cadrului. Semnalele ale celor patru afluenti sunt sincrone deoarece baza de timp BT a multiplexului este comuna. Memoria elastica impreuna cu toate blocurile functionale anexa, ca si multiplexorul (demultiplexorul) digital se realizeaza in prezent sub forma unor circuite integrate LSI in tehnologie HCMOS. Consumul unui multiplex modern variaza astfel intre W in functie de capacitatea de transmisie.

c) Rata doparii

Periodicitatea cu care bitii de dopare pot fi introdusi in locurile rezervate lor in cadru determina asa-numitul cadru de dopare, ce se poate sau nu confunda cu cadrul propriu-zis al multiplexului. In ierarhia europeana, dupa cum s-a aratat, cadrul multiplexului de ordin superior contine pentru fiecare afluent o pozitie pentru bitul de dopare (1 bit). De aceea, notand cu durata cadrului, rata maxima a bitilor de dopare pentru un afluent este .

Pentru multiplexul secundar, si rezulta kbit sec. Tinand seama de structura cadrului, din cei 848 de biti, 824 sunt biti informationali si de dopare (cel mult patru), iar restul de 24 sunt biti auxiliari (FAW, CS, SD). Rezulta ca debitul nominal al bitilor informationali si de dopare corespunzator unui afluent va fi:

kbit sec

De aici rezulta rata nominala a doparii:

kbit sec

Prin urmare, in situatia in care atat viteza multiplexului primar cat si a celui secundar sunt vitezele nominale, vom avea bit de dopare in 14 din 33 cadre (14 33 4,23 9,962).

In determinarea ratei efective a doparii , se tine seama de faptul ca debitul nominal poate fi afectat de o variatie admisa bine precizata:

pentru multiplexul primar:ppm,

pentru multiplexul secundar: ppm.

Avem astfel:

kbit sec

Prin urmare, daca afluentul prezinta un debit mai mic decat cel nominal, rata doparii creste; in situatia contrara scade, o parte dintre bitii de dopare fiind inlocuiti cu biti informationali.

Numim rata normata a doparii, , raportul:

Studiile arata ca amplitudinea jitterului de asteptare exprimata in intervale unitate UI (1 UI T_CLK ) este minima si in acelasi timp capacitatea de dopare maxima, pentru valori ale cuprinse intre 0,4…0,5, exceptand totusi valoarea pentru care UI.

d) Unitatea de supraveghere

Ca si multiplexul primar, multiplexul de ordin superior contine o unitate de supraveghere controlata cu microprocesor ce urmareste in permanenta:

semnalul ce provine de la fiecare afluent;

semnalul de la iesirea multiplexului;

starea blocurilor functionale.

In conformitate cu criteriile de alarma aflate in memoria micro-calculatorului, se elaboreaza raspunsuri locale si catre statia corespondenta. La acestea se poate adauga si supravegherea calitatii transmisiei conform Recomandarii G.821 cu privire la secundele eronate, secundele sever eronate, minutele degradate etc.

Sincronizarea sistemelor de transmisiuni numerice

Fiabilitatea STN este determinata in mare masura de metoda sincronizarii. Prin sincronizare se intelege procesul de stabilire si mentinere a corespondentei corecte intre intervalele de timp alocate cailor la transmisie si la receptie. Acest obiectiv se poate asigura daca se realizeaza in prealabil:

sincronizarea la nivel de bit (sincronizarea ceasului la emisie si receptie);

sincronizarea la nivel de cadru.

Sincronizarea la nivel de bit se realizeaza cu ajutorul recuperatorului de Tact, prin prelucrarea semnalului informational receptionat, si va fi prezentata ulterior. Sincronizarea de cadru se obtine introducand periodic in fluxul informational o structura binara anume, cunoscuta de receptor, ceea ce permite acestuia sa identifice inceputul cadrului si prin urmare, succesiunea cailor (sau afluentilor). Aceasta structura, numita curent cuvant de sincronizare cu o lungime de 'b' simboluri, poate fi introdusa:

grupat, cei 'b' biti fiind transmisi succesiv la inceputul cadrului;

-distribuit, bit cu bit, la intervale egale in interiorul cadrului sau pe mai multe cadre, cate un bit in fiecare cadru.

STN din ierarhia europeeana utilizeaza prima varianta.

Blocul de sincronizare la nivel de cadru din compunerea STN trebuie sa raspunda unor cerinte in mare masura contradictorii:

timpul de intrare in sincronism la pornirea echipamentului sau dupa o intrerupere a legaturii sa fie cat mai mic;

starea de sincronism sa se mentina automat o perioada cat mai indelungata;

proportia celor 'b' biti ai CS in lungimea de 'a' biti ai cadrului pentru o durata impusa a restabilirii sincronismului sa fie minima;

receptorul cuvantului de sincronizare sa fie protejat fata de erorile introduse de linie, cat mai simplu si fiabil.

Desi o pierdere a sincronismului - deci de intrerupere a legaturii - de cateva zeci de milisecunde trece neobservata de abonat in cazul legaturii telefonice, prin pierderea semnalizarilor, centrele de comutatie se blocheaza mult mai repede ceeace impune timpi de restabilire a sincronismului de ordinul milisecundelor. Daca pe calea telefonica de 64Kbit/s se fac transmisiuni de date, cerintele sunt inca mai severe.

Blocul de sincronizare contine la emisie generatorul cuvantului de sincronizare iar la receptie receptorul cuvantului de sincronizare.

Receptorul cuvantului de sincronizare

Schema bloc simplificata a unui receptor de sincronizare este data in Fig. 4-6.1.

Semnalul informational numeric este regenerat in REG si trimis catre demultiplexorul DMUX. Frecventa de tact extrasa din semnalul informational piloteaza baza de timp la receptie BTR care elaboreaza toate semnalele corespunzatoare intervalelor de timp in care este impartit cadrul. De cate ori detectorul cuvantului de sincronizare DCS identifica in fluxul de date o combinatie de cod identica structurii alese pentru cuvantul de sincronizare, trimite un semnal CS catre automatul de sincronizare AS. Starile acestui automat se modifica in functie de semnalele exterioare conform unei strategii de sincronizare.

Pentru multiplexul primar CEPT, strategia de sincronizare este specificata in Recomandarea G.732 printr-o organigrama ce poate fi reprezentata compact prin diagrama de stari din Fig. 4-6.2.

In rezumat, starea de sincronism S se considera pierduta daca CS nu a fost identificat de trei ori consecutiv si restabilita daca CS a fost identificat de doua ori consecutiv.

Functionarea poate fi descrisa succint tinand seama de diagrama de stari si de schema bloc. Starea de sincronism S este mentinuta cat timp este identificat semnalul CS. Identificarea CS este conditionata de aparitia simultana a CS si la intrarea AS. Dupa cum am vazut, CS este plasat in intervalul zero al cadrelor pare, cu alte cuvinte CS are o periodicitate de 250 msec. Cat timp semnalul corespunzator intervalului zero din cadrele pare elaborat de BTR coincide in timp cu aparitia CS, exista starea S de sincronism intre emisie si receptie. Daca dintr-un motiv oarecare (erori introduse de linie, perturbatii, etc.) CS nu apare la 'intalnirea' cu (), automatul trece in starea de prealarma A1; dupa 250 msec se verifica din nou aparitia lui CS si dupa caz, se trece () in A2 sau se revine (CS) in S, s.a.m.d. Dupa trei pierderi consecutive ale CS, se ajunge in starea de alarma A. Ca urmare, pe sensul de transmisie, bitul de alarma - din intervalul zero al cadrelor impare - este trecut din 0 in 1, si terminalul corespondent 'stie' ca s-a pierdut sincronizarea si efectueaza operatiile corespunzatoare. Totodata, incepe procesul de cautare a CS in tot fluxul de date prin alunecare cu cate un bit, deci la intervale de 0,488 msec (1/2,048 MHz). In momentul gasirii unei structuri identice cu cea a CS, se trece la verificare (starea V1): considerand ca structura gasita este chiar CS si nu una falsa, formata aleator, BTR este resetata si incepe astfel cu I_op elaborarea semnalelor. Daca ipoteza este corecta, peste 125 msec, in intervalul zero al cadrului impar va gasi bitul in 1. (In cadrele pare ) si se trece in V; daca nu, se revine in starea A si se reincepe cautarea. In starea V, peste inca 125 msec se cauta CS: daca CS este identificat (deci a doua oara pornind din starea A) se reintra in starea de sincronism; in caz contrar se revine in starea A si procesul de cautare se reia.

Se poate deduce din cele prezentate ca durata reintrarii in sincronism este cu atat mai mare cu cat si probabilitatea imitarii aleatoare a CS prin alunecare cu cate un bit in fluxul informational este mai mare (sincronism fals). Din acest motiv, alegerea structurii CS are o importanta deosebita in micsorarea acestei probabilitati.

Alegerea structurii cuvantului de sincronizare

Se pune astfel problema alegerii unei lungimi si structuri optime pentru CS care sa asigure, pentru o lungime data a cuvantului, un timp minim de intrare in sincronism. In cazul multiplexarii de cuvinte si introducerii grupate a CS in cadru, lungimea CS trebuie sa fie mai mica sau egala cu lungimea unui numar intreg de cuvinte. In cazul multiplexarii de biti, lungimea CS este legata de lungimea cadrului.

Este evident ca pentru o lungime b a CS exista combinatii ce au aceeasi probabilitate de aparitie in fluxul informational, daca probabilitatea transmisiei unui 1 sau a unui 0 este aceeasi ().

Alegerea unei structuri optime pentru CS dintre cele posibilitati are o importanta deosebita in determinarea performantelor generale ale sistemului de sincronizare. Aceasta rezulta din considerareamodului de lucru al receptorului cuvantului de sincronizare. DCS contine un registru de deplasare de b biti, CS trebuie ales astfel incat iesirea DCS sa se modifice numai dupa ce cuvantul de sincronizare umple complet registrul, indiferent ce valoare au simbolurile ce preced sau urmeaza structura adoptata pentru CS. Cu alte cuvinte aceasta structura nu trebuie sa se 'autoimite' prin deplasare in timp cu cate un bit.

Cel mai utilizat criteriu in alegerea unei anumite structuri dintre cele 2^b posibile se bazeaza pe clasificarea combinatiilor de cod dupa numarul de puncte critice.

Conform acestei notiuni, intr-un cuvant cu lungimea de b biti avem un punct critic dupa j () simboluri atunci si numai atunci cand primele j simboluri sunt identice si dispuse in aceeasi ordine ca si ultimele j simboluri. Rezulta ca orice combinatie de cod are cel putin un punct critic, dupa ultimul simbol.

De exemplu, combinatia are un punct critic, combinatia are puncte critice (dupa al 2-lea si al 5-lea simbol), iar combinatia are puncte critice (dupa fiecare simbol).

Cuvintele cu lungimea de b simboluri si b puncte critice pot fi imitate prin deplasare cu o probabilitate de 0,5 indiferent de lungimea b, in timp ce cuvintele de aceeasi lungime si un punct critic, pot fi imitate in cel mai bun caz dupa o deplasare cu b biti, cu o probabilitate de .

Am vazut ca dupa trecerea RCS in starea de alarma, incepe cautarea CS in fluxul informational prin deplasarea cu cate un bit si orice identificare a unei structuri CS este verificata dupa un interval de timp egal cu durata cadrului. In fluxul numeric putem deosebi o zona a sensului informational aleator, zona CS si o zona de suprapunere ce contine simboluri inaintea CS si simboluri dupa CS, adica toate cuvintele de b simboluri din aceasta zona contin cel putin 1 simbol din compnerea CS.

Un sistem ce se afla in starea de sincronism S poate iesi din aceasta stare de regula ca urmare a unor erori de transmisie, care apar cel mai adesea sub forma unor 'rafale' scurte cu durata de cateva milisecunde, datorate unor perturbatii electromagnetice - atmosferice, conectare - deconectare de curenti tari, sisteme de aprindere a motoarelor cu explozie, etc., si nu distribuite uniform in timp. Strategia de sincronizare tine seama de acest fenomen, deaceea cautarea prin 'alunecare' bit cu bit nu incepe imediat ce CS a fost pierdut, ci dupa un timp egal cu un anumit numar de cadre. Pana atunci, cautarea CS se face in zona de suprapunere si este important ca aici probabilitatea de imitare a CS sa fie nula; in acest fel timpul necesar verificarilor va fi minim iar reintrarea in sincronism mai rapida.

Din considerentele prezentate, rezulta ca este indicat sa se aleaga pentru CS o structura cu un singur punct critic.

Pe de alta parte, la punerea sistemului in functiune, RCS se afla in starea A si incepe cautarea CS prin deplasare bit cu bit, in zona semnalului informational, aleator. De data aceasta, structura optima a CS ar fi una cu maxim de puncte critice; intradevar, sa consideram o succesiune de cuvinte de cod alcatuite din b simboluri, obtinute prin deplasare cu cate un simbol, adica fiecare cuvant contine simboluri ale cuvantului anterior. Cuvintele cu b puncte critice si probabilitate de aparitie 0,5 se grupeaza in pachete numite 'de lungime maxima', iar cele cu un punct critic si probabilitate de aparitie in pachete 'de lungime minima'. Cum insa intr-un flux aleator numarul mediu de aparitii al oricarui cuvant de cod este acelasi, putem trage concluzia ca pachetele de lungime maxima se vor forma mult mai rar decat cele de lungime minima, si timpul necesar intrarii in sincronism va fi mai redus alegand o structura cu b puncte critice, mai greu de imitat in zona semnalului informational.

Din considerente de exploatare, timpul intrarii in sincronism este mai putin critic decat cel al reintrarii in sincronism.

Studiile arata ca utilizarea cuvintelor de sincronizare cu un punct critic duca la intrarea in sincronism mai rapida daca lungimea cadrului (numarul de simboluri in cadru) este relativ mica si numarul de puncte critice trebuie crescut odata cu lungimea cadrului.

Notand cu b numarul de simboluri al CS, cu a numarul de simboluri informationale in cadru si cu durata cadrului, timpul medi necesar (re)intrarii in sincronism este dat de relatia:

Structura cuvintelor de sincronizare recomandate pentru echipamentele din ierarhia europeana este o structura cu un punct critic: pentru multiplexul primar, pentru multiplexul secundar etc.

In cadrul multiplexarii de ordin superior, pierderea sincronizarii se propaga si spre afluenti astfel ca timpul total de resincronizare a multiplexului primar va include si suma timpilor de sincronizare ai echipamentelor de ordin superior de care este dependent. Din acest motiv se impune un timp de reintrare in sincronism cu atat mai redus cu cat echipamentul se afla pe un nivel mai ridicat al ierarhiei. Astfel, de exemplu, in ierarhia europeana:

pentru multiplexul primar: msec,

pentru multimplexul secundar msec,

pentru multimplexul tertiar msec, etc.

Codarea de linie

Pentru a realiza o transmisiune numerica, simbolurilor binare 0 si 1 li se asociaza un parametru caracteristic al semnalului electric elementar de durata . Acest parametru poate avea o semnificatie diferita, in raport cu domeniul de aplicare si anume: in cazul semnalului sinusoidal el poate fi amplitudinea, frecventa sau faza lui, iar in cazul unui semnal impulsional parametrul poate fi forma sau amplitudinea semnalului.

In cele ce urmeaza, ne vom referi numai la semnale elementare avand forma unui impuls dreptunghiular, emise sub comanda unui ceas (clock) cu frecventa . Din punct de vedere al largimii spectrului, deci si al benzii de frecvente necesare unei transmisii nedistorsionate, cele mai avantajoase sunt impulsurile de forma Gauss, pentru care banda ocupata reprezinta doar 22% din cea necesara impulsurilor dreptunghiulare, dar generarea acestora este dificila si nu se utilizeaza in practica.

Proiectarea oricarui sistem de transmisiuni este puternic influentata de caracteristicile mediului de transmisie. In cazul liniilor metalice, simetrice si coaxiale, semnalul numeric ocupa banda sa de baza si la propagarea pe linie este supus atat unei distorsionari liniare cat si influentei diferitelor perturbatii; aceasta duce la modificarea formei si duratei impulsurilor transmise, micsorarea amplitudinii, aparitia unor defazaje cu caracter aleator. Pentru inlaturarea sau micsorarea acestor neajunsuri, pe linia de transmisie se intercaleaza la anumite distante echipamentul de linie: repetoare in cazul transmisiunilor analogice, regeneratoare in cazul transmisiunilor numerice. Sarcina regeneratorului este de a restabili amplitudinea, forma, durata si pozitia in timp a impulsurilor.

Atat echipamentul terminal cat si echipamentul de linie se cupleaza la linia de transmisie cu ajutorul unor transformatoare ce au rolul de a asigura:

adaptarea impedantei echipamentului la impedanta liniei;

separarea galvanica intre echipament si linie, in scop de protectie;

telealimentarea echipamentului de linie pe circuit fantoma.

Existenta transformatoarelor, care nu permit trecerea componentei continue si atenueaza mult componentele de joasa frecventa din spectrul semnalului, are ca efect limitarea benzii de frecvente disponibila a liniei nu numai la frecvente inalte (am vazut ca atenuarea liniei este proportionala cu radacina patrata a frecventei) ci si in domeniul frecventelor joase.

Codarea de linie consta in substituirea succesiunii de impulsuri binare, unipolare, ce reprezinta semnalul de la iesirea echipamentului terminal al STN, cu o succesiune de impulsuri in general multinivel, bipolare, in scopul modificarii spectrului semnalului numeric si satisfacerii unor cerinte specifice transmiterii in bune conditii pe liniile de telecomunicatii.

Un cod de linie optim va trebui sa asigure obtinerea unui spectru energetic al semnalului transmis in linie fara componenta continua si cu componente de joasa frecventa cat mai reduse, incat sa poata fi utilizate transformatoarele, Componentele de inalta frecventa din spectru trebuie sa fie de asemenea reduse, in scopul micsorarii diafoniei intre linii ce se afla in acelasi cablu (diafonia creste cu frecventa). Spectrul obtinut trebuie sa permita totodata o extragere usoara a frecventei de tact. Codul de linie utilizat mai trebuie sa fie transparent la toate tipurile de semnale numerice (voce, date, imagine), eficient - adica proprietatile necesare sa poata fi obtinute cu o redundanta redusa, si sa asigure o decodare unica. Prin decodare unica intelegem ca fiecarei combinatii binare la intrare ii corespunde, dupa codul respectiv, o combinatie si numai una la iesire.

In practica, aceste obiective sunt asigurate printr-o alegere judicioasa a trei parametri:

a)     forma impulsurilor;

b)     numarul nivelelor logice transmise (numarul 'm' al valorilor parametrului caracteristic);

c)      algoritmul de codare - ce determina spectrul energetic.

De asemenea, codul de linie adoptat trebuie sa fie, pe cat posibil, simplu de implementat ramanand totusi eficient.

a. In ceea ce priveste forma impulsurilor, am vazut ca acestea sunt de obicei dreptunghiulare. Impulsurile dreptunghiulare la randul lor pot fi de tip:

NRZ (Non Return to Zero), cu amplitudine constanta pe durata ;

RZ (Return to Zero), cu amplitudinea diferita de zero pe durata .

b. In cazul general, parametrul caracteristic al semnalului elementar poate lua m valori - transmisie m-nara: binara (), ternara (), cuaternara () etc.

Intre debitul simbolurilor binare [bit/sec] si debitul semnalelor elementare [Baud] exista relatia:

(7.1)

Pentru viteze de transmisie relativ mici (zeci de Mbit/sec), numarul de nivele de amplitudine este de 2 sau 3; pentru viteze mari (sute de Mbit/sec) numarul de nivele m creste la . Amplitudinile corespunzatoare celor m nivele se calculeaza cu relatia:

, cu (7.2)

unde V este amplitudinea maxima a impulsului.

De exemplu:

pentru , amplitudinile sunt ;

pentru , amplitudinile sunt .

c. Exista coduri de linie pentru codarea bit la bit si pentru codarea de bloc (un grup de N simboluri binare inlocuit cu un grup de M simboluri multinivel, cu ). Folosirea unor coduri bit la bit cu introduce o redundanta relativa

(7.3)

Dintre codurile bit la bit pentru viteze mici, cele mai cunoscute sunt codurile pseudoternare AMI si HDB-3, cu .

1          Codul AMI (Alternate Mark Inversion

Acest cod permite eliminarea componentei continue prin utilizarea urmatorului algoritm:

simbolul binar 0 (space) este reprezentat prin lipsa impulsului;

simbolul binar 1 (mark) este reprezentat alternativ printr-un impuls pozitiv sau negativ, in format NRZ sau RZ.

Codul este pseudoternar in sensul ca pe durata impulsul poate avea cele trei amplitudini specificate mai sus, dar dintre succesiunile posibile, noua la numar (; ; etc.), doua sunt interzise: si . Desi , avem intrucat fiecarui bit ii corespunde un semnal elementar.

2. Codul HDB-3 (High Density Bipolar

Principalul neajuns al codului AMI consta in absenta informatiei de tact atunci cand in semnalul numeric exista lungi succesiuni de zero-uri. Din acest motiv, UIT-T a recomandat utilizarea codului HDB-3 pentru multiplexul de 2, 8 si 34 Mbit/sec. Acest cod face parte din grupa codurilor HDB-n, ceeace inseamna ca daca in semnalul numeric apar mai mult de n zero-uri consecutive, o parte dintre acestea vor fi inlocuite cu biti in 1 fals, astfel incat receptorul sa-i poata recunoaste si elimina.

Algoritmul de codare in cazul codului HDB-3 este urmatorul: cata vreme in semnal nu exista mai mult de 3 zero-uri consecutive, codarea este de tip AMI. La aparitia unui grup de 4 zero-uri, ultimul zero este totdeauna inlocuit cu un 1, notat V, pentru a marca faptul ca acest 1 este transmis cu violarea regulii de alternanta a polaritatii, cu alte cuvinte, bitul V are aceeasi polaritate cu ultimul 1 transmis. Intrucat exista posibilitatea ca mai multi biti V sa aiba aceeasi polaritate si in acest fel sa se piarda echilibrul impulsurilor pozitive si negative, cu consecinta introducerii unei componente continue in spectru, algoritmul se completeaza astfel: daca intre doua grupe succesive de cate 4 zero-uri se transmite un numar par de 1 (include nici un 1) si primul zero din grupa de 4 va fi inlocuit cu un 1 fals. Acest 1, notat B, va respecta insa regula de alternanta a polaritatii.

In rezumat, algoritmul HDB-3 este urmatorul (Fig. 4-7.2 ):

daca intre doua grupe de 4 zero-uri avem un numar impar de 1;

daca intre doua grupe de 4 zero-uri avem un numar par de 1.

Monitorizarea semnalului numeric in privinta respectarii acestor reguli poate permite detectarea unor erori de transmisie (de exemplu mai mult de3 zero-uri consecutive, mai mult de doua impulsuri avand aceeasi polaritate etc.). Totodata trebuie remarcat faptul ca o singura eroare de transmisie poate antrena aparitia mai multor erori in semnalul receptionat.

Spectrul semnalului codat HDB-3 este descris de o relatie mult mai complicata decat cea a spectrului AMI, dar alura curbelor este apropiata (Fig. 4-7.3). In aceasta figura, amplitudinile sunt raportate la marimea componentelor spectrale ale unui semnal binar NRZ unipolar. Pentru AMI raportul maxim, egal cu 4, se obtine pentru f / f_T = 0,

3.        Alte coduri de linie

De-a lungul anilor a fost propus un mare numar de coduri al caror spectru energetic raspunde conditiilor impuse si prezentate mai sus. Dintre acestea putem aminti cateva care au fost

folosite mai mult:

CMI (Coded Mark Inversion) – este un cod cu doua nivele, utilizat conform Recomandarii G.703 pentru semnalul multiplex de 140 Mbit/s, algoritmul codarii fiind urmatorul:

- simbolul 1 (mark) este reprezentat alternativ printr-un impuls pozitiv sau negativ in format NRZ;

- simbolul 0 este reprezentat printr-osuccesiune impuls negativ-impuls pozitiv, tranzitia efectuandu-se la mijlocul duratei bitului.

Ca urmare, componentacontinua lipseste, iar numarul mare de tranzitii conduce la o recuperare usoara a semnalului de tact.

BnZS (Bipolar with n Zero Substitution). In cazul codului cu substituirea a 6 zero-uri, B6ZS, algoritmul este , unde V are aceeasi polaritate cu ultimul 1 transmis, iar B respecta alternanta polaritatii. Spectrul este foarte apropiat de spectrul AMI, cu un maxim de energie ceva mai ridicat. Codul este utilizat in ierarhia nordamericana pentru multiplexul secundar de Mbit/sec. Pentru multiplexul de Mbit/sec se utilizeaza codul B3ZS, al carui algoritm este sau ; se alege una sau alta dintre variante astfel incat intre doua impulsuri V sa existe un numar impar de impulsuri B.

4B3T (Four Binary Three Ternary) - grupe de cate 4 simboluri binare sunt convertite in grupe de cate 3 simboluri ternare, in acest fel debitul in linie scade la 3/4 din debitul binar si este un cod recomandat pentru debite mai ridicate. Dintre cele 27 combinatii ternare posibile se aleg cele 16 necesare astfel incat transmisia sa fie optima. Codul 6B4T permite o reducere si mai importanta a debitului in linie (la 2/3 din debitul binar) si a fost propus pentru debite Mbit/sec.

MS43 este un cod similar codului 4B3T, cu performante ceva mai bune in privinta rezistentei la erori, dar cu pretul unei complexitati crescute a coderului/decoderului.

PST (Pair Selected Ternary) - este un cod de tip 2B2T, prin urmare debitul in linie nu scade, codarea se face inlocuind grupele de cate doua simboluri binare astfel:

Se observa ca pentru combinatiile 10 si 01 sunt doua variante; trecerea de la o varianta la alta se face dupa fiecare aparitie a grupei 10 sau 01. In spectru nu exista componenta continua, informatia de tact se obtine usor ca urmare a deselor tranzitii, iar neutilizarea tuturor combinatiilor ternare disponibile permite detectia unor erori de transmisie. Totodata, implementarea schemei este mult mai simpla decat pentru 4B3T sau MS43.