Convertoare multinivel cu parametri energetici ridicati

Raport de Cercetare

Grant: Convertoare multinivel cu parametri energetici ridicati

1. Introducere

Prezentarea temei de cercetare

Dupa anii 1970, dezvoltarea electronicii de putere a luat amploare. Progresele tehnologice considerabile din domeniul dispozitivelor semiconductoare de putere au condus la cresterea performantelor convertoarelor statice de putere. Astazi, cea mai mare parte a convertoarelor cu comutatie complet comandata sunt alcatuite din diode rapide asociate cu tranzistoare de tipul IGBT sau MOSFET. Aceste dispozitive semiconductoare sunt utilizate intr-o gama larga de puteri, mergand de la cativa wati pana la mai multe sute de kilowati. Asocierea lor serie sau paralela a permis atingerea unor tensiuni de functionare de mai multi kilovolti si comutarea unor curenti de mai multe sute de amperi. De asemenea, frecventele mari de comutatie ale acestora au permis minimizarea filtrelor pasive si a volumului convertoarelor. Punerea in practica a acestor dispozitive semiconductoare in cadrul convertoarelor continuu-continuu (choppere de tensiune continua) si continuu-alternativ (redresoare, invertoare) este bine cunoscuta, atat din punct de vedere al sintezei structurilor, cat si a comenzii lor.

Din punctul de vedere al evolutiei, domeniul conversiei alternativ-alternativ directe, care face obiectul principal al temei propuse, ramane totusi in urma in comparatie cu celelalte tipuri de conversie. In industrie se regasesc foarte putine aplicatii care utilizeaza aceste dispozitive semiconductoare in cadrul convertoarelor alternativ-alternativ directe (choppere alternative, convertoare matriciale). In acest domeniu, tiristorul si triacul sunt dispozitivele semiconductoare cele mai utilizate (variatoare de tensiune alternativa, cicloconvertoare) datorita costurilor mici, a robustetii lor si a simplitatii in utilizare. Totusi, noile norme, referitoare la preturbatiile electromagnetice (CEM) a retelei de joasa si medie tensiune, motiveaza cercetatorii sa gaseasca solutii noi care sa utilizeze frecvente de comutatie mai mari. In acest sens in cadrul proiectului se propun, se analizeaza si se testeaza noi scheme multinivel si comenzi PWM (Pulse Width Modulation) in domeniul conversiei alternativ-alternativ directe (choppere alternative) care utilizeaza diode rapide asociate cu tranzistoare de tipul IGBT si/sau IGCT.

Convertoarele PWM alternativ-alternativ directe au un domeniu de aplicabilitate foarte mare. Acestea functioneaza la frecvente mari de comutatie, utilizeaza filtre pasive de talie redusa, absorb de la retea curenti quasi-sinusoidali si furnizeaza sarcinilor tensiuni quasi-sinusoidale. Astfel, convertoarele multinivel robuste dezvoltate in cadrul proiectului sunt in concordanta cu normele CEM, un aspect foarte important pentru echipamentele industriale. Acestea sunt solutii originale, atat pe plan national, cat si pe plan international, fiind construite pornind de la celule de comutatie standard care functioneaza in 2 cadrane.

Pentru cazul general, aceste structuri noi pot fi utilizate pentru controlul puterii in cea mai mare parte a sarcinilor alimentate in alternativ la frecventa retelei. Un exemplu de aplicatie unde se poate utiliza chopperul alternativ ca variator de putere este domeniul iluminatului public. Colectivul de cercetatori a elaborat un model experimental pentru chopperul alternativ cu 2 niveluri de tensiune. Aceste convertoare permit modificarea intensitatii luminoase minimizand puterea consumata in functie de obscuritatea mediului ambiant si pot sa protejeze lampile impotriva variatiilor de tensiune ale retelei; de asemenea, consumul de energie poate fi redus cu 20% si creste, in acelasi timp, durata de viata a lampilor.

Pe baza structurilor propuse in cadrul proiectului se pot dezvolta diferite aplicatii in domeniul energetic: stabilizatoare (compensatoare) directe la care sarcina poate fi protejata contra fluctuatiilor de retea (scaderi ale tensiunii sau supratensiuni), stabilizatoare indirecte cu transformatoare serie (tensiunea injectata in serie cu reteaua este reglata astfel incat sa se compenseze fluctuatiile retelei) si filtre active de tensiune monofazata/trifazata.

In domeniul temei se mai propun 2 solutii noi de convertoare multinivel. Prima se refera la cascadarea a 2 sau mai multe choppere elementare alimentate de la surse alternative cu aceeasi faza separate galvanic. A doua solutie consta in cascadarea a 3 choppere alternative (elementare sau multinivel cu condensatoare intermediare) alimentate de la surse alternative separate galvanic si defazate intre ele cu 2p/3 si 4p/3. Cicloconvertorul astfel obtinut are la baza celule de comutatie standard si prezinta avantajul ca nu utilizeaza intreruptoare in 4 segmente cum este cazul convertoarelor matriciale, fiind din acest motiv un convertor mai robust cu o comanda mai simpla. Incercarile efectuate pe un model ideal (fara a lua in calcul fenomenul de comutatie) confirma previziunile teoretice: legea de comanda propusa conduce la obtinerea unei tensiuni sinusoidale de amplitudine si frecventa reglabile in limite largi.

1.2. Stadiul actual in domeniul temei

Numeroase sarcini functioneaza la frecventa retelei si necesita interfete pentru reglarea puterii. In cadrul echipamentelor existente, cea mai mare parte a interfetelor sunt realizate cu tiristoare sau triace, dispozitive semiconductoare robuste, economice si usor de utilizat. Controlul puterii se realizeaza prin modificarea unghiului de intarziere la amorsare. Armonicile curentului absorbit de aceste convertoare au amplitudini mari si frecvente joase. Utilizarea unor filtre pasive nu este recomandata, datorita situarii armonicilor in imediata vecinatate a armonicii fundamentale la frecventa retelei. De asemenea, marimea, greutatea si costul elementelor pasive ar fi mari. In consecinta, variatoarele cu tiristoare sunt plasate in afara noilor norme care limiteaza perturbatiile admise in retea. Mai mult, puterea reactiva absorbita de aceste convertoare se modifica odata cu unghiul de amorsare. Timpul de raspuns este relativ mare, de ordinul perioadelor retelei. Tensiunea de iesire prezinta, de asemenea, armonici de amplitudine mare si frecvente joase, ceea ce limiteaza utilizarea acestor convertoare pentru sarcini putin sensibile.

In ultimii ani, industria a inceput sa ceara echipamente de putere mare care au atins nivelul megavatilor. Astazi, este dificil sa se conecteze un singur dispozitiv semiconductor direct la reteaua de medie tensiune. Pentru acest motiv au fost dezvoltate mai multe familii de convertoare multinivel, in special in domeniul conversiilor de tipul continuu-continuu, alternativ-continuu si continuu-alternativ. Daca ne referim numai la conversia continuu-alternativ, exista 3 mari categorii de structuri multinivel: invertoare multinivel cu punct neutru flotant, invertoare multinivel cu condensatoare intermediare si invertoare multinivel cascadate cu surse de tensiune continua separate [1, 14-15].

Convertoarele alternativ-alternativ cu comutatie complet comandata au facut obiectul a numeroase studii teoretice [10-13]. Intreruptoarele in 4 segmente care le alcatuiesc pot fi sintetizate pornind de la dispozitive semiconductoare de putere cunoscute, de tipul dioda si tranzistor. Totusi, punerea lor in practica este de mai mult timp intarziata datorita problemelor de comutatie. In cazul particular al celulelor de comutatie bidirectionale in tensiune si in curent cu intreruptoare bicomandabile, acest aspect este delicat. Lucrari relativ recente au stabilit pentru aceste convertoare principii de comanda care sa creeze conditii de comutatie naturala in cadrul celulei de comutatie [9, 11, 13]. Robustetea convertoarelor depinde de exactitatea comenzii, iar riscul aparitiei de supratensiuni si supracurenti nu este in totalitate eliminat. Aceasta explica, in parte, slaba dezvoltare a aplicatiilor industriale cu convertoare alternativ - alternativ directe cu comanda prin modularea impulsurilor in durata (PWM), in ciuda numeroaselor lor avantaje.

La ora actuala, cele mai robuste structuri de conversie a puterii care utilizeaza principiul de comanda PWM, sunt bazate pe celule de comutatie in 2 cadrane, unidirectionale in tensiune si bidirectionale in curent. Punerea lor in practica, in cadrul convertoarelor continuu-continuu si a convertoarelor continuu-alternativ, este bine cunoscuta. Posibilitatile de asociere ale acestor celule sunt numeroase si permit obtinerea unui numar mare de familii de convertoare multinivel, noi pentru domeniul conversiei alternativ-alternativ directe, atat pe plan national, cat si pe plan international.

Pe plan mondial, in ultimii ani au fost dezvoltate si publicate noi structuri de choppere alternative, care utilizeaza celule de comutatie in 2 cadrane, atat in structura monocelulara (2 niveluri de tensiune), cat si in structura multicelulara (multinivel de tensiune) cu condensatoare intermediare [2-5, 7-9]. Problemele care se pun pentru chopperele alternative multinivel cu condensatoare intermediare sunt, in principal, legate de echilibrarea dinamica a tensiunilor la bornele condensatoarelor intermediare. Asistam astazi la o dezvoltare a dispozitivelor de conversie a energiei de mare putere, unde tensiunea de alimentare este din ce in ce mai mare. Cresterea acestei tensiuni antreneaza indirect o crestere a taliei condensatoarelor intermediare, care trebuie sa suporte fractiuni ale acestei tensiuni din ce in ce mai importante. Astfel, pentru tensiuni mai mari de 6kV, pretul si volumul convertorului tind sa devina prohibitive. Cercetarile propuse prin tema proiectului au condus la dezvoltarea unor convertoare multinivel noi de putere mare, care au un volum redus si conserva avantajele (proprietatile) convertoarelor multinivel cu condensatoare intermediare.

1.3. Celule elementare de comutatie

Convertoarele statice de putere sunt alcatuite din intreruptoare statice. Comanda la deschidere / inchidere a acestor intreruptoare urmareste cicluri prestabilite si permite modificarea periodica a conexiunii directe dintre sursa de alimentare si sarcina (iesirea convertorului). Legea de continuitate energetica se bazeaza pe notiunea de celule de comutatie alcatuite prin asociere de intreruptoare.

In functie de sursele care trebuie conectate prin intermediul unui convertor se pot enunta 2 reguli:

• sursa de tensiune nu poate fi scurtcircuitata, dar poate fi lasata sa functioneze in gol;
• circuitul unei surse de curent nu trebuie lasat deschis, dar poate fi scurtcircuitat;

Ca urmare, intreruptoarele nu pot sa stabileasca conexiuni directe intre 2 surse de tensiune sau 2 surse de curent. Totusi daca una dintre ele nu impune direct tensiunea (curentul) la bornele sale, cum ar fi cazul unui circuit RC paralel (circuit RL serie), este posibil sa se interconecteze in anumite conditii:

• in cazul a 2 surse de tensiune, inchiderea intreruptorului nu poate avea loc decat la egalitatea celor doua tensiuni, adica la trecerea prin zero a tensiunii la bornele acestui intreruptor; comutatia la inchidere este deci spontana (intrucat depinde de circuitul exterior), iar la deschidere poate fi comandata la orice moment.
• in cazul a 2 surse de curent, deschiderea intreruptoarelor nu poate avea loc decat la egalitatea curentilor. Comutatia la deschidere este deci spontana si inchiderea poate fi comandata la fiecare moment.

Acest rationament conduce la definirea mecanismului de comutatie pentru intreruptoarele care trebuie sa interconecteze 2 surse de aceeasi natura.

1.3.1. Caracterizarea intreruptoarelor statice ideale

Convertoarele statice sunt echipamente complexe alcatuite in principal din dispozitive semiconductoare care functioneaza in regim de comutatie (intreruptoare) si permit, prin secvente convenabile de functionare, un transfer de energie intre o sursa de tensiune /curent si un receptor.

Pentru ca randamentul convertoarelor sa fie cat mai ridicat posibil, pierderile in intreruptoare trebuie sa fie minime. In acest scop, intreruptoarele trebuie sa prezinte in starea de conductie o cadere de tensiune cat mai mica si in starea de blocare un curent invers neglijabil.

Caracteristica statica este o proprietate intrinseca a intreruptorului si se reduce la un anumit numar de segmente de dreapta in planul i_k=f (u_k):

• 2 segmente - daca intreruptorul este unidirectional in tensiune si in curent. Se deosebesc 2 tipuri de caracteristici statice in 2 segmente: tensiunea u_k si curentul i_k sunt tot timpul de acelasi semn, respectiv de semne contrare; intreruptoarele asociate acestor caracteristici sunt numite T si D (fig. 1.1).

Fig. 1.1. Caracteristici statice ideale pentru intreruptoare in 2 segmente.

• 3 segmente - daca una dintre marimi, tensiune sau curent, este bidirectionala si cealalta unidirectionala. Ca urmare, exista 2 caracteristici statice in 3 segmente (fig.1.2).

Fig. 1.2. Caracteristici statice ideale pentru intreruptoare in 3 segmente.

Intreruptoarele care poseda caracteristici statice in 3 segmmente pot fi sintetizate prin intreruptoare de tip T si D, cu caracteristici statice in 2 segmente, fiind conectate in serie sau in paralel.

• 4 segmente - daca tensiunea si curentul sunt bidirectionale (fig.1.3).

Fig. 1.3. Caracteristica statica ideala pentru intreruptoare in 4 segmente.

Intreruptoarele care poseda caracteristici statice in 4 segmente pot fi sintetizate prin conectarea in paralel sau in opozitie a 2 intreruptoare cu caracteristici statice in 3 segmente.

1.3.2. Caracterizarea celulelor elementare de comutatie

Intreruptoarele electronice sunt utilizate rar singure, cel mai frecvent fiind asociate cu alte intreruptoare in cadrul unei celule de comutatie, element de baza intr-un convertor. In fig.1.4 sunt prezentate cateva celule elementare de comutatie: a) intr-un cadran, b) in 2 cadrane si c) in 4 cadrane. Ele realizeaza interconexiuni intre o sursa de tensiune si o sursa de curent.

Fig. 1.4. Exemple de celule de comutatie: a) intr-un cadran, b) in 2 cadrane si c) in 4 cadrane.

Cele mai raspandite structuri robuste de conversie a energiei cu comanda PWM utilizeaza celule de comutatie in 2 cadrane. Punerea lor in practica in cadrul convertoarelor continuu-continuu (choppere continue) si a celor continuu-alternativ (invertoare) este bine cunoscuta. In ultimii ani chopperele alternative cu celule de comutatie standard (in 2 cadrane) au constituit obiectul a numeroase studii teoretice si practice. Aceste convertoare pot fi clasificate dupa modul de transmitere a firului neutru in: structuri diferentiale si nediferentiale [6].

2. Choppere de tensiune continua multinivel

Convertoarele multinivel completeaza gama structurilor clasice (cu 2 niveluri), fiind destinate aplicatiilor de mare si foarte mare putere (tensiuni inalte). Dezvoltarea acestor topologii noi a facut posibil obtinerea unei repartizari mai bune a tensiunilor la blocarea dispozitivelor semiconductoare si o imbunatatire a factorului total de distorsiuni armonice.

Chopper de tensiune continua cu 2 celule sincrone

Prin conectarea in serie a mai multor intreruptoare comandate sincron se pot obtine intreruptoare de inalta tensiune. In cazul ideal, cand dispozitivele semiconductoare sunt perfect identice, tensiunea maxima la bornele fiecarei componente de putere depinde numai de numarul celulelor inseriate. De exemplu, pentru un chopper cu 2 celule sincrone, cazul cel mai simplu de conectare in serie a intreruptoarelor, tensiunea maxima la bornele fiecarui intreruptor este E/2. S-a notat cu E tensiunea continua aplicata la intrarea convertorului.

In practica, intreruptoarele reale nu sunt identice, iar tensiunea care trebuie suportata de acestea nu se poate determina cu precizie (fig.2.1). Dispozitivele semiconductoare aflate in conductie s-au reprezentat prin intreruptoare in starea inchis. Acela care prezinta cea mai mare rezistenta in starea deschis va suporta o tensiune mai mare decat E/2.

Echilibrarea statica sau dinamica a tensiunilor la bornele intreruptoarelor este dificil de obtinut si necesita tehnici speciale:

• static, se poate realiza prin conectarea unor rezistente de valoare importanta la bornele fiecarui intreruptor;
• dinamic, prin ajustarea comenzii (defazare), printr-o selectie a intreruptoarelor in functie de timpii de comutatie si/sau utilizand condensatoare snubber (sau circuite de protectie la supratensiuni).

Fig. 2.1. Chopper de tensiune continua cu 2 celule sincrone.

In cazul chopper-ului cu 2 celule sincrone tensiunea la bornele sarcinii contine 2 niveluri: E si 0 (fig.2.2). Ca urmare, ondulatiile tensiunii sunt egale cu E, iar frecventa acestora este egala cu frecventa de comutatie (f_p). S-au notat cu: T_p - perioada de comutatie (1/f_p), iar cu a raportul ciclic de conductie.

Fig. 2.2. Tensiunea la bornele sarcinii.

In cele mai multe cazuri, sincronizarea comutatiilor nu poate fi facuta numai prin simpla sincronizare a semnalelor de comanda. Dispozitivele semiconductoare trebuie sa fie selectate pe perechi cu timpi de intrare in conductie/blocare identici. Altfel, trebuie utilizate circuite de comanda speciale care sa compenseze diferentele dintre acesti timpi.

Daca se considera ca intreruptoarele comuta la aceleasi momente de timp, solicitarea du/dt generata la fiecare comutatie reprezinta suma solicitarilor generate de toate intreruptoarele care comuta. Acestea pot introduce zgomote importante care influenteaza buna functionare a circuitelor de semnal mic din apropiere si in special circuitele de comanda pentru intreruptoarele de putere.

2.2. Chopper continuu multinivel cu 2 celule imbricate

In cazul imbricarii a 2 celule elementare de comutatie intr-un cadran (fig.2.3), tensiunile la bornele intreruptoarelor blocate sunt egale cu E/2, daca se utilizeaza o sursa intermediara de tensiune de amplitudine egala cu jumatate din tensiunea de alimentare (E/2). Perechea A₁-B₁ formeaza o celula elementara de comutatie, iar A₂-B₂ formeaza a doua celula. Prin intreruptoare in starea inchis au fost reprezentate dispozitivele semiconductoare aflate in conductie. In cadrul fiecarei perechi (A₁-B₁) si (A₂-B₂), intreruptoarele trebuie sa fie tot timpul complementare. Daca acestea se afla in conductie simultan, sursa intermediara de tensiune (E/2) si cea de alimentare (E) se scurtcircuiteaza. In cazul cand sunt deschise simultan, circuitul de sarcina este deconectat de la sursa de alimentare. Aceste aspecte impun, in particular, schimbari de stare sincrone si opuse.

In cazul general, semnalele de comanda ale tranzistoarelor (A₁, A₂) definesc implicit starea intreruptoarelor complementare (B₁, B₂). La orice moment tensiunile la bornele intreruptoarelor blocate sunt egale cu E/2. Notand cu f₁ si f₂ functiile de comutatie in 2 niveluri (0, 1) pentru intreruptoarele (A₁, A₂), se pot determina tensiunile la bornele dispozitivelor (B₁, B₂) si ale sarcinii, dupa cum urmeaza:

(2.1)

(2.2)

(2.3)

Fig. 2.3. Chopper continuu cu 2 celule imbricate: analiza tensiunilor la blocarea intreruptoarelor.

Introducerea unui defazaj de 180°el. intre semnalele de comanda conduce la decuparea tensiunii in 3 niveluri (0, E/2, E). Tensiunea obtinuta la iesire poate sa ia valorile (0, E/2) atunci cand raportul ciclic este cuprins intre 0 si ½, sau (E/2, E) atunci cand raportul ciclic este cuprins intre ½ si 1. In fig. 2.4 se prezinta tensiunea la bornele sarcinii pentru cazul cand intreruptoarele A₁ si A₂ sunt comandate cu un defazaj egal cu 180°el. cu acelasi raport ciclic a a =1/4, urmat apoi de a a =3/4. Se observa ca ondulatiile tensiunii u_s au o frecventa de doua ori mai mare decat frecventa de comutatie si ondulatiile tensiunii sunt egale cu jumatate din tensiunea de alimentare.

Fig. 2.4. Semnalele de comanda si tensiunea la bornele sarcinii.

Toate proprietatile interesante si originale ale acestei structuri sunt legate de utilizarea unei surse intermediare de tensiune. Aceasta este situata intre doua celule de comutatie. In practica, sursa intermediara de tensiune va fi inlocuita cu un condensator (fig.2.5). Amplitudinea tensiunii la bornele condensatorului reprezinta o fractiune importanta din E. Pe durata unei perioade de comutatie, curentul de sarcina circula prin condensator si produce ondulatii ale tensiunii la bornele acestuia (DU_C). Acestea depind de frecventa de comutatie (f_p), de valoarea maxima a curentului de sarcina (I_smax), de capacitatea condensatorului (C) si de numarul de celule (p). Impunand ondulatiile DU_C se poate determina valoarea condensatorului :

(2.4)

Modelarea structurii cu 2 celule imbricate

Functiile de comutatie sunt tot mai des utilizate pentru modelarea convertoarelor statice de putere. Definitia acestora nu este unica. Pentru fiecare structura de convertor exista diferite functii de comutatie care conduc la acelasi rezultat. In aceasta lucrare se vor utiliza functiile de comutatie in 2 niveluri.

Fig. 2.5. Variator de tensiune continua cu 2 celule imbricate.

Tinand cont de aspectele prezentate mai sus, se pot scrie urmatoarele relatii:

R₁: (2.5)

R₂: (2.6)

R₃: (2.7)

R₄: (2.8)

Pe baza relatiilor R₁ R₄ se poate defini graful de cauzalitate al structurii de forta (fig.2.6).

Fig. 2.6. Graful de cauzalitate al structurii de putere.

In fig.2.7 se prezinta cateva rezultate ale simularilor, utilizand pachetul de programe Matlab-Simulink. Semnalele de comanda au fost elaborate in vederea obtinerii unui raport ciclic variabil intre (0÷0,9) si un defazaj fix de T_p/2. Astfel, tensiunea intermediara u_C se mentine la o valoare egala cu jumatate din E. Valoarea capacitatii C se calculeaza in functie de ondulatiile DU_C conform relatiei (2.4). Din forma de unda a curentului i_s se observa ca ondulatiile curentului trec printr-un minim local egal cu zero pentru un raport ciclic de 50%. Daca se compara acest exemplu cu structura clasica in punte, se remarca totusi ca, in acest caz, puterea obtinuta la un a=50% nu este zero.

Originalitatea topologiilor multinivel cu condensatoare intermediare (celule de comutatie imbricate) consta in faptul ca se pot conecta in serie dispozitive semiconductoare cu timpi de comutatie usor diferiti. Astfel, prin imbricarea celulelor, se pot utiliza dispozitive semiconductoare de joasa tensiune in aplicatiile de inalta tensiune. Aceasta a fost posibil datorita conectarii intre celulele de comutatie a unor surse de tensiune auxiliare sub forma unor condensatoare intermediare. Prin multiplicarea aparenta a frecventei de comutatie, formele de unda au fost ameliorate, spectrele de armonici optimizate, iar filtrele si componentele pasive reduse.

Modelele de simulare elaborate contribuie la intelegerea fenomenului de echilibrare naturala a tensiunilor la bornele condensatoarelor intermediare si la dimensionarea lor.

2.3. Chopper continuu multinivel in cascada

In cazul cascadarii a 2 structuri elementare (fig.2.8) cu 2 niveluri de tensiune alimentate de la 2 surse de tensiune continua separate (E₁=E₂=E), tensiunile la bornele intreruptoarelor blocate sunt egale cu E. Introducerea unui defazaj de 180°el. intre semnalele de comanda conduce la decuparea tensiunii in 3 niveluri (0, E, 2E), asemanator cu cazul structurilor multinivel cu condensatoare intermediare.

Fig. 2.7. Rezultate ale simularilor pentru chopperul cu 2 celule (f_p=1kHz, R_s=16W, L_s=5mH).

Tensiunea obtinuta la iesire poate sa ia valorile (0, E) atunci cand raportul ciclic este cuprins intre 0 si ½, sau (E, 2E) atunci cand raportul ciclic este cuprins intre ½ si 1.

Fig. 2.8. Schema de principiu a chopperului continuu in cascada cu 3 niveluri.

Conectarea in cascada beneficiaza de aceleasi avantaje cu cele ale structurii cu condensatoare intermediare: multiplicarea frecventei aparente de comutatie, reducerea tensiunii comutate etc.. Convertorul este robust si prezinta dezavantajul ca sursele de tensiune continua sunt separate galvanic. Comanda PWM (fig.2.9) este, de asemenea, identica cu structura cu condensatoare intermediare.

Acest concept poate fi extins si pentru cascadarea chopperelor continue multinivel cu condensatoare intermediare (fig.2.10). Comanda PWM are la baza acelasi principiu de decalare a undelor purtatoare pe orizontala.

Fig. 2.9. Comanda PWM a chopperului in cascada cu 3 niveluri.

Fig. 2.10. Schema de principiu a chopperului in cascada cu 3 niveluri.

3. Choppere de tensiune alternativa multinivel

Cele mai raspandite structuri robuste de conversie a energiei cu comanda PWM utilizeaza celule de comutatie in doua cadrane. Punerea lor in practica in cadrul convertoarelor continuu-continuu (choppere continue) si a celor continuu-alternativ (invertoare) este bine cunoscuta. In ultimii ani chopperele alternative cu celule de comutatie standard (in 2 cadrane) au constituit obiectul a numeroase studii teoretice si practice. Aceste convertoare pot fi clasificate dupa modul de transmitere a firului neutru in: structuri diferentiale si nediferentiale.

3.1. Structuri diferentiale cu 2 niveluri de tensiune

Acestea sunt alcatuite, in principal, din doua celule elementare de comutatie CC₁ si CC₂, cu cate 2 intreruptoare in 3 segmente. Sursa alternativa de alimentare se conecteaza intre celulele de comutatie, de unde si denumirea de structura diferentiala. In fig.3.1 se prezinta structura de principiu a chopperului alternativ diferential realizat experimental.

Fig. 3.1. Chopper alternativ diferential cu 2 niveluri de tensiune.

Comanda PWM a convertorului depinde de polaritatea tensiunii de alimentare (fig.3.2). Pe alternantele pozitive ale tensiunii de alimentare u_a celula CC₁ este activa si tranzistoarele T₁₁ si T₁₂ sunt comandate complementar pe principiul PWM cu un raport de conductie t constant (rel. 3.1), in timp ce celula CC₂ se afla intr-o stare particulara de comanda (T₂₁ si T₂₂ sunt in conductie). Pe alternantele negative ale u_a rolul celulelor de comutatie se inverseaza.

Condensatoarele C_a si C_b sunt condensatoare de decuplaj si asigura o cale de circulare a curentului de sarcina atunci cand toate tranzistoarele sunt blocate. Astfel de situatii apar la fiecare trecere a tensiunii de alimentare prin zero pe durata intervalului de garda t_d. Riscul aparitiei unor supratensiuni de comutatie este, in acest fel, in totalitate eliminat.

(3.1)

Fig. 3.2. Comanda tranzistoarelor in functie de semnul tensiunii u_a.

Studiul acestor structuri conduce la definirea a 4 secvente posibile de functionare:

• o secventa, denumita faza activa, pe durata careia sursele (sursa alternativa de alimentare u_a si sursa alternativa de curent i_s -sarcina) sunt legate direct si are loc un schimb de energie intre acestea.

- daca i_s>0, atunci tranzistorul T₁₁ si dioda D₂₁ se afla in conductie -fig.3.3.a;

- daca i_s<0, atunci dioda D₁₁ si tranzistorul T₂₁ se afla in conductie;

• o secventa, denumita faza de regim liber, pe durata careia sursele nu schimba energie.

- daca i_s>0, atunci dioda D₁₂ si tranzistorul T₂₂ se afla in conductie;

- daca i_s<0, atunci tranzistorul T₁₂ si dioda D₂₂ se afla in conductie - fig.3.3.b;

• alte 2 secvente, denumite faze de schimb indirect, pe durata carora sursele schimba energie prin intermediul condensatoarelor (fig.3.3.c,d).

Aceste etape de functionare sunt caracteristice unui chopper de tensiune alternativa. Daca se considera sensul conversiei de energie dinspre sursa alternativa de alimentare spre sursa alternativa de curent (sarcina), chopperul prezentat este de tip coborator (Buck). Din punctul de vedere al dimensionarii dispozitivelor semiconductoare, facem mentiunea ca acestea trebuie sa suporte o tensiune inversa maxima egala cu cel putin valoarea maxima a tensiunii alternative de alimentare. Reglarea tensiunii la bornele sarcinii se poate face cu o precizie foarte buna prin modificarea raportului de conductie t (rel.3.2). Comanda la nivel de baza (PWM) se poate obtine prin compararea unei unde putatoare triunghiulare cu o tensiune continua de referinta. Frecventa undei purtatoare (f_p=1/T_p) impune frecventa de comutatie, iar tensiunea continua de referinta impune valoarea efectiva a tensiunii dorite la bornele sarcinii.

Tensiunea de iesire (in valoare medie la nivelul unei perioade de comutatie) se defineste astfel:

(3.2)

Fig. 3.3. Exemple de secvente de functionare.

Analizand functionarea convertorului se observa ca oricare ar fi secventa de comanda se evita orice risc de aparitie a supratensiunilor de comutatie, asemanator cu chopperul unidirectional (variator de tensiune continua comandat pe principiul PWM) sau cu invertorul de tensiune clasic cu 2 niveluri.

Limitele aplicarii acestei comenzi in functie de semnul tensiunii de alimentare sunt:

• precizia cu care se detecteaza semnul tensiunii de alimentare;
• intarzierea dintre detectarea semnului tensiunii si schimbarea efectiva a starii tranzistoarelor.

Structura din fig.3.1 a fost completata cu 2 filtre LC (fig.3.4), unul pe partea de alimentare (L_iC_i) si unul pe partea de iesire (L_oC_o), in vederea obtinerii unei absorbtii sinusoidale de la retea si a unei tensiuni sinusoidale la bornele sarcinii. In fig.3.5 s-au prezentat rezultatele simularii PSIM pentru secventa de comanda. Rezultatele obtinute au confirmat buna functionare a convertorului [19], fara sa se produca supratensiuni sau supracurenti in momentele comutarii tranzistoarelor.

3.2. Structuri nediferentiale cu 2 niveluri de tensiune

Analizand structura prezentata in fig.3.1 (fig.3.4) se observa ca tranzistoarele T₁₁ si T₂₁ sunt conectate in serie cu sarcina si sursa de alimentare. Ca urmare, locul inserierii tranzistoarelor T₂₁ si T₁₁ (impreuna cu diodele conectate in antiparalel) poate fi schimbat fara ca functionarea convertorului sa se modifice si, in schimb, sa se asigure continuitatea firului neutru. Astfel se obtin noi structuri de choppere alternative la care sursa de alimentare este conectata nediferential [5] (fig.3.6). Efectuand aceste schimbari, cele 2 condensatoare de decuplaj se regasesc conectate in paralel si se noteaza capacitatea echivalenta cu C_a. Celulele de comutatie sunt, de data aceasta, conectate in opozitie. Robustetea acestui convertor este comparabila cu cea a structurii diferentiale, riscul aparitiei de supratensiuni la bornele dispozitivelor semiconductoare este redus prin prezenta condensatorului de decuplaj C_a.

Fig. 3.4. Structura convertorului simulat.

Fig. 3.5. Secventa de comanda a convertorului.

Comanda se bazeaza pe semnul tensiunii de alimentare si este identica cu cazul structurilor diferentiale Daca ne referim numai la o celula de comutatie, se observa ca este comandata pe principiul modularii impulsurilor in durata (PWM) numai o jumatate de ciclu. O astfel de comanda este cu functionare discontinua si se poate prescurta DPWM (modularea discontinua a impulsurilor in durata). Pe aceste intervale, tranzistoarele celulelor active sunt comandate complementar cu asigurarea unui interval de garda (t_d) suficient pentru a se evita conductia simultana a celor 2 tranzistoare.

Fig. 3.6. Variatoare de tensiune alternativa nediferentiale cu doua niveluri de tensiune:
a) structura directa, b) structura inversa.

Structura inversa (fig.3.6.b) reprezinta o alta posibilitate de conectare a celor 2 celule, in aceleasi conditii de alimentare si comanda. Chopperul nediferential direct se deosebeste de varianta inversa prin tensiunea la care se incarca condensatorul de decuplaj C_a. Punerea in evidenta a stucturii inverse are importanta pentru dezvoltarea altor variante de convertoare multinivel [3].

3.3. Choppere alternative multinivel

In anul 1990, cercetatorii din cadrul LEEI ENSEEIHT INP Toulouse au elaborat o teorie noua privind imbricarea mai multor celule de comutatie si au dezvoltat structuri particulare de conversie a energiei comandate pe principiul modularii impulsurilor in durata. Aceste convertoare sunt denumite multicelulare (cu condensatoare intermediare sau cu celule de comutatie imbricate) si sunt constituite din intreruptoare si condensatoare care joaca rol de surse de tensiune intermediare. Tensiunea de iesire este constituita dintr-o subdiviziune de tensiuni intermediare, fapt care conduce la reducerea amplitudinii armonicilor datorate procesului de comutatie. Aceasta tensiune este denumita multinivel.

Printre numeroasele avantaje ale acestui principiu amintim:

• cresterea frecventei aparente a tensiunii de iesire fata de frecventa de comutatie a fiecarei celule si
• reducerea solicitarii in tensiune a dispozitivelor semiconductoare.

In prezent, structurile multicelulare sunt utilizate in aplicatiile cu choppere de tensiune continua si invertoare. Studii recente [5] au aratat ca principiul imbricarii celulelor de comutatie poate fi utilizat si in cadrul variatoarelor de tensiune alternativa comandate pe principiul PWM (choppere alternative).

3.3.1. Choppere alternative diferentiale multinivel

Structura unui chopper alternativ diferential multinivel este obtinuta prin inlocuirea fiecarei celule de comutatie printr-un brat multicelular care contine p celule de comutatie imbricate. Condensatoarele intermediare asigura repartizarea egala a tensiunii pe fiecare celula in parte. In cazul unei functionari echilibrate, tensiunea suportata de fiecare intreruptor este tensiunea totala divizata prin p.

Se considera, ca exemplu, structura prezentata in fig.3.7, unde fiecare brat este compus din 3 celule. Pentru o functionare echilibrata, tensiunea u_c2 este egala cu 2u_a/3 si tensiunea u_c1 este egala cu u_a/3. Astfel, fiecare dispozitiv semiconductor suporta o tensiune egala cu u_a/3.

Functionarea chopperului alternativ multicelular se aseamana cu cea a unui chopper de tensiune continua multinivel. Comanda depinde de polaritatea tensiunii de alimentare:

• daca u_a>0, celulele CC₁, CC₃ si CC₅ sunt active si se comanda pe principiul modularii impulsurilor in durata (fig.3.8) astfel incat, tensiunile la bornele condensatoarelor intermediare C₁ si C₂ sa fie egale cu u_a/3 si 2u_a/3. Celulele CC₂, CC₄ si CC₆ sunt comandate sa conduca (on). Datorita acestui fapt, tensiunile la bornele condensatoarelor intermediare C₃ si C₄ sunt zero.

• daca u_a<0, comanda celulelor se inverseaza. Celulele CC₁, CC₃ si CC₅ sunt pasive, iar CC₂, CC₄ si CC₆ sunt active. Tensiunile la bornele condensatoarelor intermediare C₃ si C₄ sunt egale cu u_a/3 si 2 u_a/3, in timp ce tensiunile condensatoarelor C₁ si C₂ sunt egale cu zero.

Fig. 3.7. Chopper alternativ diferential cu 4 niveluri de tensiune si filtru de echilibrare.

In fig.3.8 s-au reprezentat secventele de comanda pentru u_a>0 la nivelul unei perioade de comutatie T_p pentru celulele active (CC₁, CC₃ si CC₅) in functie de valoarea raportului de conductie t. Tensiunea de referinta u_ref este presupusa constanta pe o perioada de comutatie si reprezinta valoarea efectiva a tensiunii dorite la iesire. Comanda celulelor de comutatie se obtine prin compararea undei de referinta cu 3 unde purtatoare de forma triunghiulara defazate cu T_p/3 (u_p1, u_p2, u_p3).

Fig. 3.8. Secventa de comanda in functie de raportul de conductie t

Functiile de comutatie f₁₁, f₃₁ si f₅₁ definesc secventa de comada pentru tranzistoarele T₁₁, T₃₁ si T₅₁ si se obtin in urma procesului de comparare:

• daca u_ref>u_p1, atunci f₁₁=1;
• daca u_ref u_p1, atunci f₁₁=0;
• daca u_ref>u_p2, atunci f₃₁=1;
• daca u_ref u_p2, atunci f₃₁=0;
• daca u_ref>u_p3, atunci f₅₁=1;
• daca u_ref u_p3, atunci f₅₁=0.

Pentru alternantele negative comanda se defineste asemanator. Tensiunile condensatoarelor se anuleaza in acelasi timp cu tensiunea de alimetare u_a, ceea ce permite realizarea comenzii utilizand un singur detector de semn al tensiunii u_a.

Un brat multicelular compus din p celule permite obtinerea a p+1 niveluri de tensiune. In cazul studiat, p=3: convertorul poate sa furnizeze 4 niveluri de tensiune la iesire. Pentru o functionare echilibrata si u_a>0, cele 4 niveluri de tensiune sunt: u_a, 2u_a/3, u_a/3 si zero. Tensiunea la bornele sarcinii se poate defini in functie de secventa de comanda si tensiunile condensatoarelor intermediare:

(3.6)

Cele 4 niveluri de tensiune depind de valoarea raportului de conductie:

• daca 0 t<1/3, atunci se obtin nivelurile 0 si u_a/3;
• daca 1/3 t<2/3, atunci se obtin nivelurile u_a/3 si 2 u_a/3;
• daca 2/3 t<1, atunci se obtin nivelurile 2 u_a/3 si u_a.

Frecventa aparenta de comutatie se multiplica cu numarul celulelor de pe un brat. In cazul studiat p=3: frecventa aparenta de comutatie s-a multiplicat cu 3 (a se vedea comutatiile din fig.3.8 la nivelul unei perioade T_p).

Comanda particulara descrisa conduce la echilibrarea naturala a tensiunilor la bornele condensatoarelor intermediare in cazul alimentarii in continuu. Daca tensiunea continua prezinta variatii, reechilibrarea naturala nu se realizeaza imediat. Pentru a accelera acest proces se poate utiliza un filtru pasiv, denumit filtru de echilibraj, acordat pe frecventa de comutatie.

In alternativ, echilibrarea tensiunilor necesita o dinamica mai mare pentru a urmari variatiile tensiunii de alimentare. Din acest motiv, echilibrarea naturala este in general prea lenta. Filtrul de echilibrare, R_f L_f C_f, reprezentat in fig.3.7 are rolul de a accelera viteza de echilibrare, astfel incat sa se obtina la orice moment de timp o repartitie quasi-echilibrata a tensiunilor intermediare. Condensatoarele intermediare sunt dimensionate astfel incat sa limiteze ondulatiile tensiunii la bornele lor la frecventa de comutatie f_p. Acestea trebuie sa fie de capacitate suficient de mica ca sa nu creasca solicitarile in tensiune ale dispozitivelor semiconductoare.

S-a utilizat programul PSIM pentru simularea structurii din fig.3.7. Parametrii schemei au fost urmatorii:

Tensiunea de alimentare: U_a=1,5kV ;

Filtru de intrare: L_i=1mH; C_i=20µF;

Frecventa de comutatie: 10kHz;

Condensatoare intermediare: C₁=C₂=C₃=C₄=15µF;

Condensatoare de decuplaj: C_a=C_b=1µF;

Filtru de echilibrare: R_f=1W; L_f=134µH; C_f=2µF;

Sarcina: R_s=20W; Ls=1mH;

Timp mort: 1,5µs

In fig.3.9 se observa echilibrarea tensiunilor la bornele condensatoarelor intermediare pentru diverse rapoarte de conductie. In fig.3.10 si fig.3.11 s-au reprezentat diferite forme de unda, cum ar fi: tensiunea la bornele sarcinii, tensiunile la bornele lui T₁₁ si T₂₁, curentul de sarcina, curentul absorbit de la sursa de alimenatre etc. Analizand evolutia curentului de intrare i_i se observa unele oscilatii dupa fiecare trecere prin zero a tensiunii de alimentare. Acest fenomen este in principal datorat excitarii filtrului de intrare prin variatii importante ale curentului care traverseaza condensatoarele intermediare. Chiar daca dinamica de echilibrare este buna, evolutia tensiunii la bornele condensatoarelor intermediare are tendinta de a fi usor in intarziere fata de tensiunea de alimentare u_a. Atunci cand u_a se apropie de zero, variatia du_a/dt este mai importanta si tensiunile intermediare au o intarziere de echilibrare mai mare. Chiar dupa trecerea prin zero, ca urmare a modificarii comenzii, se produc variatii brutale de panta ale tensiunilor condensatoarelor intermediare. Astfel, rezulta variatii brutale ale curentului, care conduc la excitarea filtrului de intrare.

a) t b) t

Fig. 3.9. Tensiunile la bornele condensatoarelor intermediare.

a) t b) t

Fig. 3.10. Tensiunea la bornele sarcinii, la bornele lui T₁₁ si T₂₁.

Simularile efectuate au demonstrat eficacitatea filtrului de echilibrare: tensiunile condensatoarelor intermediare sunt repartizate corespunzator pe aproape intreaga perioada a retelei. Totusi, imediat dupa trecerea prin zero a tensiunii u_a apare fenomenul de schimbarea a comenzii, iar tensiunile condensatoarelor intermediare prezinta o usoara intarziere legata de dinamica filtrului. Aceste dezechilibre sunt temporare numai in imediata vecinatate de zero si sunt fara efect asupra solicitarilor intreruptoarelor. Tensiunea maxima suportata de fiecare dispozitiv semiconductor este limitata la o treime din tensiunea maxima de alimentare, adica la aproximativ 700V pentru studiul prezentat.

Curentul de echilibrare este relativ important. Amplitudinea lui poate fi diminuata prin modificarea factorului de calitate al filtrului, dar aceasta are ca efect reducerea dinamicii de echilibrare. Ca urmare, proiectantul trebuie sa faca un compromis.

a) t b) t

Fig. 3.11. Curentul de sarcina, curentul prin condensatorul de decuplaj si alte forme de unda.

3.3.2. Choppere alternative nediferentiale multinivel

Structura unui chopper nediferential multicelular se obtine prin imbricarea mai multor structuri directe si/sau inverse elementare, intre care se conecteaza condensatoare intermediare. Convertoarele rezultate au proprietati asemanatoare cu structura diferentiala multinivel. Principiul de comanda a intreruptoarelor este identic, dar numarul condensatoarelor intermediare este redus la jumatate.

In fig.3.12 s-a prezentat un chopper cu 3 niveluri de tensiune care se obtine prin imbricarea a doua choppere elementare (cu 2 niveluri de tensiune) in structura inversa. Condensatoarele C_a si C_b sunt condensatoare de decuplaj care asigura continuitatea curentului inductiv al sarcinii pe duratele cand toate tranzistoarele sunt blocate. Pe aceste durate (timpi morti) curentul circula prin condensatorul intermediar C₁ intr-un singur sens, in functie de sensul curentului inductiv de sarcina, atat pentru structura multinivel directa cat si pentru cea inversa. Pentru sarcini puternic inductive si intervale de garda (timpi morti) mari acest fapt poate sa conduca la aparitia unor oscilatii ale tensiunii la bornele condensatorului flotant. Pentru evitarea acestui inconvenient, o alta structura poate fi utilizata [3] astfel incat sa se imbrice alternativ o structura elementara directa si una inversa, sau invers (fig.3.13).

O alta posibilitate de conectare a celulelor de comutatie consta in separarea celulelor active si pasive printr-un singur condensator de decuplaj C_a. (fig.3.14). In acest caz, numarul condensatoarelor intermediare creste de 2 ori fata de structurile nediferentiale prezentate anterior.

Fig. 3.12. Chopper alternativ nediferential cu 3 niveluri.

Fig. 3.13. Alta varianta de chopper alternativ nediferential cu 3 niveluri.

Fig. 3.14. Alta varianta de chopper alternativ nediferential cu 3 niveluri.

3.3.3. Model experimental

In fig.3.15 s-a prezentat modelul experimental [20-21] realizat pentru structura chopperului alternativ diferential cu 2 niveluri de tensiune la o putere de 2kVA. Comanda PWM este realizata cu un microprocesor din familia Microchip PIC18F1320, utilizandu-se cartela demonstrativa PIC DEM4 PLUS. Aceasta este programata sa furnizeze 2 semnale PWM complementare (PWM 1, PWM 2) cu o frecventa de 10kHz. Intervalul de garda t_d este programabil si a fost fixat la 1.5ms.

Protectia in curent (fig.3.16) utilizeaza un traductor cu efect Hall de tipul LEM LA 25 NP. Acesta furnizeaza la iesire un curent cu un raport fixat, in functie de valoarea maxima a curentului absorbit de convertor de la retea. Curentul furnizat la iesirea traductorului este transformat intr-o tensiune prin intermediul unei rezistente. Semnalul rezultat urmareste la o alta scara forma de unda a curentului i_a si se aplica unui etaj redresor bialternanta format dintr-un amplificator operational.

Tensiunea continua cu 2 pulsuri se aplica unui comparator (LM339) care genereaza impulsuri de scurta durata atunci cand curentul i_a depaseste un anumit prag impus de utilizator. Iesirea acestui modul de protectie este conectata la interfata pentru comanda PWM a tranzistoarelor IGBT SKM 50GB 101D (fig.3.17).

Modulul de surse ( 5V, 12V) contine si un detector de polaritate a tensiunii alternative de alimentare. Acest detector urmareste forma tensiunii de intrare in convertor obtinandu-se un semnal digital cu o frecventa egala cu cea de la intrare (INH) Pe alternantele pozitive semnalul INH este 0V, iar pe alternantele negative este 5V (fig.3.18). Pentru asigurarea unei separari galvanice a fost utilizat un optocuplor HP2601.

Fig. 3.15. Model experimental - chopper alternativ diferential cu 2 niveluri de tensiune.

Semnalele PWM sunt prelucrate prin intermediul unei interfete in vederea separarii comenzilor celulelor de comutatie in functie de polaritatea tensiunii de alimentare. INH si se aplica impreuna cu semnalele PWM complementare unor porti SAU pentru a obtine comenzile celor 2 celule de comutatie. Interfata de comanda mai contine 3 semnale de intrare : START pentru validarea comenzilor PWM, STOP pentru inhibarea lor si semnalul FAULT care provine de la protectia in curent. Comenzile START/STOP utilizeaza un bistabil (U33A) de tipul Set-Reset cu ajutorul caruia se pot porni sau bloca impulsurile PWM. Punerea in functiune a comenzilor se poate face atat automat dupa disparitia defectului cat si manual la interventia utilizatorului.

Fig. 3.16. Protectie in curent.

Fig. 3.17. Interfata pentru comanda PWM a tranzistoarelor IGBT.

Analizand functionarea convertorului se observa ca oricare ar fi secventa de comanda se evita orice risc de aparitie a supratensiunilor de comutatie, asemanator cu chopperul unidirectional (variator de tensiune continua comandat pe principiul PWM) sau cu invertorul de tensiune clasic. In fig.3.18 se prezinta cateva rezultate experimentale pentru chopperul elementar diferentiar.

Fig. 3.18. a) Semnale de comanda; b) tensiunea de alimentare si tensiunile pe condensatoarele de decuplare; c) curentul absorbit inainte /dupa filtru si tensiunea de iesire inainte /dupa filtru;
d) detectarea trecerii tensiunii prin zero.

4. Noi structuri robuste de choppere alternative multinivel

In aceasta sectiune membrii echipei de cercetare dezvolta si prezinta o noua familie de choppere de tensiune alternativa. Originalitatea acesteia consta in cascadarea a 2 sau mai multe choppere alternative cu 2 sau mai multe niveluri de tensiune diferentiale, nediferentiale sau combinate de la surse de tensiune alternativa decuplate galvanic cu aceeasi faza sau cu faze difererite. O alta familie de choppere alternative poate rezulta prin alimentarea a 2 sau mai multe choppere alternative cu 2 sau mai multe niveluri de tensiune diferentiale, nediferentiale sau combinate de la aceeasi sursa alternativa, iar separarea galvanica sa se faca pe partea de iesire.

Printre numeroasele avantaje ale acestor structuri amintim: cresterea frecventei aparente a tensiunii de iesire fata de frecventa de comutatie a fiecarei celule si reducerea solicitarii in tensiune a dispozitivelor semiconductoare fata de structurile clasice. Faptul ca se alimenteaza de la surse separate galvanic constituie un dezavantaj.

4.1. Noi choppere alternative cu 3 niveluri de tensiune

In fig.4.1 se prezinta 2 din structurile propuse de choppere alternative cu 3 niveluri de tensiune. Pornind de la aceasta solutie se pot cascada p choppere. In fig. 4.1.a sursele de alimentare u_a1=u_a2=u_a=300sin(wt) sunt separate galvanic, in timp ce in fig.4.1.b separarea galvanica se face pe partea de iesire. Comanda lor se bazeaza pe principiul PWM si consta in introducerea unui defazaj de 180°el. intre semnalele celor 2 structuri elementare. Acest defazaj se reduce pe masura ce creste numarul structurilor cascadate. Tensiunea obtinuta la iesire poate sa ia valorile (0, u_a) atunci cand raportul ciclic de conductie este cuprins intre 0 si ½, sau (u_a, 2u_a) atunci cand raportul ciclic este cuprins intre ½ si 1.

In fig.4.2 s-au prezentat cateva rezultate ale simularilor structurii din fig.4.1.a utilizand programul PSIM si doua filtre LC, unul la intrare si altul la iesirea convertorului. Raportul de conductie s-a considerat 0.45.

Fig.4.1. Structuri propuse cu 3 niveluri de tensiune.

Fig.4.2. Rezultate ale simularilor utilizand programul PSIM.

4.2. Noi cicloconvertoare pe baza de choppere alternative

Prin termenul de cicloconvertor se intelege ansamblul de convertoare alternativ-alternativ fara etaj intermediar continuu, permitand un schimb de energie intre surse polifazate, avand frecvente diferite. Aceste convertoare fac parte din familia convertoarelor alternativ-alternativ directe. Principala utilizare a lor este reglarea vitezei masinilor electrice de curent alternativ de mare putere (mai multi MVA), cicloconvertoarele cu tiristoare fiind primele convertoare statice care au permis o modificare directa a frecventei.

Progresele realizate in conceperea si realizarea dispozitivelor semiconductoare comandate la blocare si la amorsare au permis dezvoltarea unor convertoare matriciale, fiind alcatuite din intreruptoare cu 4 segmente. Pe plan teoretic au fost efectuate numeroase studii pentru controlul schimburilor de energie utilizand astfel de convertoare. Punerea lor in practica a fost mult timp intarziata datorita problemelor de comutatie a intreruptoarelor, pe de-o parte, iar pe de alta parte concurenta cu solutiile robuste de tipul redresor - invertor. Prin asocierea chopperelor alternative cu transformatoare propunem, in cadrul lucrarii, noi solutii de cicloconvertoare.

Cicloconvertoarele existente in literatura de specialitate utilizeaza transformatoare cu prize mediane si dispozitive semiconductoare cu control de faza (de ex.: tiristorul). Aceste convertoare sunt utilizate pentru controlul schimbului de energie in retele. Utilizarea chopperelor alternative in acest domeniu prezinta avantajul ca permit o reglare continua a fazei. Structurile prezentate in sectiunile anterioare pot fi utilizate ca stabilizatoare indirecte de tensiune, injectand tensiuni in faza sau in opozitie de faza cu tensiunile retelei. Utilizand diferite conexiuni se poate sa injectam tensiuni defazate. De exemplu, in fig.4.3.a propunem o structura noua de cicloconvertor care utilizeaza 3 transformatoare monofazate cu raportul de transformare m si 3 choppere alternative diferentiale monofazate alimentate de la surse alternative (u₁₀=U_asin(w_rt), u₂₀ si u₃₀) defazate cu 2p/3 si 4p/3 comandate cu rapoartele ciclice a a si a . In fig.4.3.b se prezinta un exemplu de constructie a fazorului tensiunii de iesire ca o combinatie a tensiunilor de iesire a celor 3 choppere alternative cascadate. Valoarea maxima a modulului fazorului tensiunii de iesire este egala cu mU_a/2. O alta solutie de cicloconvertor este posibila daca separarea galvanica se realizeaza pe partea de iesire (fig.4.4).

In general, exista o multime de combinatii de rapoarte ciclice a a si a care sa permita definirea fazorului tensiunii de iesire in regiunea definita in fig.4.3.b. Pulsatia tensiunii la bornele sarcinii w_s se defineste astfel:

(4.1)

Fig.4.3. Structura simplificata a cicloconvertorului propus si reprezentarea tensiunii u_s in planul complex.

unde w_r pf_r este pulsatia retelei, iar w_i pf_i este pulsatia rapoartelor ciclice de comanda.

Se definesc tensiunile de comanda u₁, u₂ si u₃ (rel.4.2) pe baza carora se calculeaza rapoartele de conductie a a si a pentru cele 3 choppere alternative elementare. Prin rotatie la fiecare 120°el. cate un chopper este pus intr-o stare particulara de comutatie astfel incat tensiunea sa fie egala cu zero (fig.4.5). Structura propusa are in alcatuire 12 intreruptoare statice in 3 segmente, dintre care doar 8 comuta.

(4.2)

Fig.4.4. Cicloconvertor propus cu separare galvanica pe partea de iesire.

Tensiunile furnizate de cele 3 choppere sunt notate cu u_s1, u_s2 si u_s3. Atunci cand u₁ este mai negativa decat u₂ si u₃ - se defineste sectorul 1, tensiunea furnizata de primul chopper u_s1=0, iar tensiunea la bornele sarcinii este suma tensiunilor furnizate de celelalte 2 choppere u_s=u_s2+u_s3. Similar se defineste comanda si pentru celelalte 2 sectoare.

(4.3)

unde m este raportul de transformare al transformatoarelor, iar k este factorul de umplere (raport de conductie).

Tensiunea la bornele sarcinii se calculeaza astfel:

(4.4)

Se propune urmatoarea comanda:

sectorul 1, u_s1<u_s2 si u_s1<u_s3:

(4.5)

sectorul 2, u_s2<u_s1 si u_s2<u_s3:

(4.6)

sectorul 3, u_s3<u_s2 si u_s3<u_s1:

(4.7)

In reprezentarea tensiunii la bornele sarcinii din fig.4.5 s-a tinut cont de schimbarea frecventei tensiunilor de comanda la 0,2s. Pe primul interval (0-0,2s) s-a impus f_i=40Hz, rezultand f_s=10Hz. Pe al doilea interval (0,2-0,4s) s-a impus f_i=20Hz, rezultand f_s=30Hz. Au fost reprezentate, de asemenea,

tensiunea la bornele sarcinii, sumele a 2 cate 2 tensiuni (u_s2+u_s3, u_s1+u_s3 si u_s1+u_s2) in functie de tipul sectorului si rapoartele de conductie. Rezultatele obtinute valideaza structura convertorului propus.

5. Concluzii

Tema propusa, de utilizare a celulelor de comutatie pentru 2 cadrane in dezvoltarea unor familii noi de convertoare, reprezinta un pas important spre dezvoltarea unor structuri de choppere alternative multinivel, robuste, diferite de cele de tip matricial. Astazi, in domeniul conversiei alternativ-alternativ directe se utilizeaza cu precadere convertoarele cu tiristoare care, desi au capabilitate mare in tensiune, functioneaza la o frecventa mica de comutatie si absorb putere reactiva de la reteaua alternativa de alimentare chiar pentru sarcini rezistive. Trecerea la utilizarea tranzistoarelor de putere in acest domeniu constituie o etapa importanta si necesara in sporirea rentabilizarii sistemelor de conversie a energiei in cadrul economiei nationale si internationale.

In cadrul proiectului au fost propuse 2 solutii noi de convertoare si s-a realizat experimental chopperul alternativ diferential cu 2 niveluri de tensiune. Prima structura se obtine din cascadarea a 2 sau mai multe choppere elementare alimentate de la surse alternative cu aceeasi faza separate galvanic. Comanda PWM dezvoltata de membrii echipei se bazeaza pe decalarea undelor purtatoare (de forma triunghiulara) pe orizontala. Astfel, frecventa de comutatie pe partea de iesire este multiplicata cu numarul convertoarelor cascadate si tensiunea comutata se reduce cu acelasi raport. A doua solutie consta in cascadarea a 3 choppere alternative (elementare sau multinivel cu condensatoare intermediare) alimentate de la surse alternative separate galvanic si defazate intre ele cu 2p/3 si 4p/3. Cicloconvertorul astfel obtinut are la baza celule de comutatie standard si prezinta avantajul ca nu utilizeaza intreruptoare in 4 segmente cum este cazul convertoarelor matriciale, fiind din acest motiv un convertor mai robust cu o comanda mai simpla. Incercarile efectuate pe un model ideal (fara a lua in calcul fenomenul de comutatie) confirma previziunile teoretice: legea de comanda propusa conduce la obtinerea unei tensiuni sinusoidale de amplitudine si frecventa reglabile in limite largi. Comparand aceasta structura cu o conversie alternativ-alternativ de tip indirect (redresor PWM - invertor PWM) se constata ca structura propusa are in alcatuire un numar mai mare de intreruptoare de putere. Convertorul PWM alternativ-alternativ direct, realizat experimental, are un domeniu de aplicabilitate mare. Acesta functioneaza la frecvente mari de comutatie, utilizeaza filtre pasive de talie redusa, absoarbe de la retea un curent quasi-sinusoidal si furnizeaza sarcinii o tensiune quasi-sinusoidala. Astfel de convertoare, cum sunt cele dezvoltate in cadrul proiectului, sunt robuste si in concordanta cu normele CEM, un aspect important pentru echipamentele industriale.

Fig.4.5 Rezultate Matlab-Simulink pentru cicloconvertorul propus.

6. Referinte

1. J.Rodríquez, Jih-Sheng Lai, Fang Zheng Peng: "Multilevel Inverters: A Survey of Topologies, Controls, and Aplications", IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol.49, pg.724-738, August 2002.
2. D.Floricau: "Variator de tensiune alternativa multicelular", Cerere de brevet de inventie nr. A/00351/27.03.2001, OSIM Bucuresti, 2001.
3. D.Floricau, J.C.Hapiot : "Novel Topologies of DPWM multi-cells AC Choppers", 11^th National Conference on Electrical Drives, Galati, Octombrie 2002, pg.73-78.
4. D.Floricau, J.C.Hapiot : "Multilevel Differential PWM AC Choppers for High Voltage Applications", ATEE, Bucuresti, Noiembrie 2002.
5. E.Lefeuvre, T. Meynard, P.Viarouge : "Robust two-level and multilevel PWM AC Choppers", EPE Graz, Proc.CD, 2001.
6. E.Lefeuvre: "Convertisseurs alternatif-alternatif directs à base de cellules de commutation deux quadrants", Doctorate thesis, ENSEEIHT Toulouse, 2001.
7. B.H.Kwon, B.D.Min, J.H.Kim : "Novel commutation technique of AC-AC converters", IEE Proc.-Electr. Power Appl. Vol.145, No.4, July 1998.
8. B.D.Min, B.H.Kwon : "Novel PWM line conditioner with fast output voltage control", IEE Proc.-Electr. Power Appl. Vol.145, No.2, March 1998.
9. B.H.Kwon, B.D.Min, J.H.Kim : "Novel topologies of AC choppers", IEE Proc.-Electr. Power Appl. Vol.143, No.4, July 1996.
10. M.Venturini, A.Alesina: "The generalized transformer: a new bi-directional sinusoïdal waveform frequency converter with continuously adjustable input power factor", Proceedings IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1980, pg.242-252.
11. N.Burany: "Safe Control of Four-Quadrant Switches", Conference Record IEEE IAS Annual meeting, Vol.1, 1989, pg.1190-1194.
12. L.Zhang, C.Watthanasarn, W.Shepherd: "Analysis and comparison of control techniques for AC-AC matrix converters", IEE Proc.-Electr. Power Appl., Vol. 145, No.4, pg.85-91, July 1998.
13. J.-H.Youm, B.-H. Kwon: "Switching Technique for Current-Controlled AC-to-AC converters", IEEE Transaction on Industrial Electronics, Vol.46, No.2, pg.309-317, April 1999.
14. J. Rodríquez, L.Moán, J.Pontt, J.L.Hernández, L.Silva, P.Lezana: "High-Voltage Multilevel Converter With Regeneration Capability", IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol.49, pg.839-845, August 2002.
15. B.P.McGrath, D.G.Holmes: "Multicarrier PWM Strategies for Multilevel Inverters", IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol.49, pg.858-867, August 2002.
16. G.Gateau, T.A. Meynard, H.Foch: "Stacked Multicell Converter (SMC): structure and control", EPE'2001 Graz, Proc.CD, 2001.
17. K.-H.Chu, C.Pollock: "PWM-controlled series compensation with low harmonic distortion", IEE Proc.-Gener. Transm. Distrib., Vol.144, No.6, November 1997.
18. B.-D. Min, B.-H.Kwon: "Novel PWM line conditioner with fast output voltage control", IEE Proc.-Electr. Power Appl., Vol. 145, No.2, pg.85-91, March 1998.
19. D.Floricau, B.Dagues, M.Fadel, Structuri Robuste de Convertoare PWM Directe Alternativ-Alternativ, Conferinta Internationala Energie-Mediu - CIEM, Bucuresti, 2003.
20. D.Floricau, C.Toma, M.Dumitrescu, Robust AC Choppers with IGBT Modules, ATEE 2004, Bucuresti, 2004.
21. D.Floricau, B.Dagues, M.Fadel, J.C.Hapiot, M.Dumitrescu: "PWM AC Choppers for High Voltage Applications", 7^th International Conference of Applied and Theoretical Electricity ICATE 2004, pg.200-2005.