Orientarea dupa fluxul rotoric

Orientarea dupa fluxul rotoric

a) Daca se neglijeaza inductivitatea de scapari L_r a rotorului (L_r = 0) atunci, conform relatiei (2.61), fluxul rotoric se confunda cu fluxul din intrefier (masurat sau calculat) si schemele de reglare se simplifica.

b) In cazul real cand nu se neglijeaza inductivitatea de scapari a rotorului (L_r ≠ 0), schema de reglare se complica deoarece fluxul rotoric se calculeaza din fluxul de magnetizare neavand acces la curentii rotorici.

Pentru aceasta se porneste de la definirea unui curent de magnetizare i_mr corespunzator fluxului rotoric [6]:

(4.1)

unde conform relatiilor (2.55), (2.56) si (2.57) poate fi scris:

(4.2)

Din relatiile (4.1) si (4.2) obtinem:

(4.2.a)

Notam:

, (4.2.b)

coeficientul de scapari al rotorului; cu acesta relatia (4.2.a) devine:

(4.3)

Curentul de magnetizare obtinut pe baza relatiei (2.43) este dat de relatia:

(4.4)

Inlocuind in relatia (4.3) i_r respectiv i_m din relatia de mai sus, se obtine:

(4.5)

Relatia (4.5) se poate pune si sub forma:

(4.5.a)

Din relatia (4.4) construim i_m (fig. 4.1) iar conform relatiilor (4.3) si (4.5) rezulta i_mr tinand seama si de relatia (4.5.a).

De asemenea, conform relatiilor (4.1) si (4.2) se construiesc fluxurile _r, _m,_r. Relatia (4.5) inmultita cu L_m si tinand cont de relatiile (4.1) si (4.2.b) conduce la o relatie asemanatoare intre fluxuri:

(4.6)

Pe baza relatiei (4.6) se poate efectua compensarea fluxului de magnetizare _m de­terminat anterior in vederea obtinerii fluxului rotoric _r, dupa care se va realiza ori­entarea.

In fig. 4.2 se prezinta compensatorul de flux pentru obtinerea fluxului de orientare din fluxul din intrefier. Din relatia (4.5) curentul rotoric inaccesibil se poate exprima in functie de curentul statoric (masurabil) si curentul de magnetizare i_mr corespun­zator fluxului rotoric (marime de orientare) astfel:

(4.7)

Expresiile fazoriale (4.1) - (4.7) ca forma nu depind de sistemul de axe la care sunt raportate.

Schema de reglare a pozitiei masinii asincrone cu orientare dupa fluxul rotoric [6] este reprezentata in fig. 4.3. Cu blocurile TS se realizeaza transformarea sistemelor trifazat de tensiuni si curenti in sisteme bifazate. Aceasta se realizeaza cu matricea [A]. Acestea sunt transformari de sistem. Cu blocul  , (fig. 3.5) se calculeaza in acelasi sistem bifazat fluxul de magnetizare _m. Vom obtine, la iesirea lui, componentele dupa axele d, q ale fluxului, respectiv: _md si _mq. Acestea sunt marimi bifazate de curent alternativ.

In continuare se realizeaza cu blocul (fig. 4.2) calculul componentelor fluxului rotoric _rd, _rq, (). Acestea sunt tot marimi bifazate de curent alternativ.

In continuare se realizeaza orientarea dupa fluxul rotoric cu ajutorul analizorului de fazor , (fig. 3.2) obtinandu-se modulul fazorului de flux (_rd, _rq _r) si functiile sin _r, cos _r.

S-a realizat deci o transformare de axe. Marimile obtinute sunt acum marimi orientate de curent continuu. Din viteza unghiulara _r masurata printr-un bloc integrator se obtine unghiul _r - pozitia reala a rotorului. Diferenta dintre pozitia impusa si pozitia reala _r se aplica regulatorului de tip proportional de pozitie. La iesirea acestuia rezulta valoarea impusa a vitezei unghiulare a rotorului.

Conform principiului reglarii in cascada, diferenta se aplica regulatorului PI de viteza. La iesirea acestui regulator rezulta valoarea impusa a cuplului electromagnetic .

Cuplul electromagnetic se calculeaza cu relatia (a se vedea tab. 2.1):

(4.8)

cu marimile orientate dupa fluxul rotoric rezulta:

(4.9)

unde .

Din relatia 4.9 obtinem componenta activa impusa a curentului statoric:

(4.10)

Componenta reactiva impusa rezulta din regulatorul PI de flux la intrarea caruia se aplica diferenta . Prin blocul cu matricea [D(-_r)] se trece de la sistemul bifazat d_r - q_r la sistemul bifazat fix statoric d - q rezultand valorile impuse si .

Convertorul static sursa de curent consta dintr-un redresor comandat si un invertor de curent. Curentul i_d al circuitului intermediar nu isi poate inversa sensul. Invertorul comuta acest curent pe rand pe fiecare faza a statorului, realizand un sistem trifazat de curenti sub forma de pulsuri dreptunghiulare. Fazorul spatial al curentului statoric i_s va varia con-form diagramei hexago-nale avand sase pozitii fixe.

Modulul fazorului va fi:

(4.11)

Unghiul ε_s al acestui fazor nu variaza continuu ci prin salt [29]. Din relatia (4.11) rezulta ca redresorul comandat regleaza de fapt modulul fazorului i_s, iar invertorul regleaza frecventa de alimentare a masinii asincrone.

Cu analizorul de fazor se calculeaza modulul fazorului spatial al curentilor statorici si functiile trigonometrice sin ε_s, cos ε_s. Pulsatia fazorului se determina cu blocul , (fig. 4.4.b).

Conform fig. 4.4.a, se vede ca tg  este:

. (4.12)

Pulsatia _ corespunzatoare lui  este:

. (4.13)

In cazul nostru,  = _s iar = 0, deoarece fazorul este raportat la sistemul de axe fix d - q. Prin urmare:

. (4.14)

Din , conform relatiei (4.11) se calculeaza . Cu regulatorul de curent la a carui intrare se aplica semnalul se regleaza amplitudinea curentilor statorici.

La iesirea blocului rezulta si ; se compara cu frecventa reala iar regulatorul de frecventa modifica corespunzator frecventa invertorului.

Observatie: In cazul masinii asincrone alimentate in tensiune, calculul marimilor de reglare se complica fata de cazul alimentarii in curent.