Schema ABB de control direct al cuplului masinii asincrone alimentate de la un invertor sursa de tensiune (VSI)

Schema ABB de control direct al cuplului masinii asincrone alimentate de la un invertor sursa de tensiune (VSI)

ABB a introdus in 1995 prima actionare industriala fara senzori de viteza cu IGBT-uri. Aceasta contine un convertor de frecventa ACS 600, in componenta caruia exista un invertor sursa de tensiune (VSI) [21]. Comutatiile invertorului regleaza direct fluxul si cuplul electromagnetic al motorului.

Familia de convertoare ACS 600 cuprinde gama de puteri de la 2,2 kW la 630 kW si tensiuni de c.a. intre 380 V si 690 V asfel incat acopera 95% din aplicatiile industriale (pompe, ventilatoare, malaxoare, conveiere, lifturi, elevatoare, macarale, vartelnite centrifuge, etc.). Schema-bloc este reprezentata in figura 5.15. Ea este similara cu cea reprezentata in figura 5.9. Marimile principale reglate sunt cuplul electromagnetic si fluxul statoric. Conform figurii 5.15 se masoara doi curenti statorici si tensiunea din circuitul intermediar de c.c.

Cei doi curenti statorici se utilizeaza pentru a obtine componentele curentului statoric in sistemul de referinta d-q, fix, statoric, si conform ecuatiei (1.32), tinand seama ca , . Cu tensiunea (E) din circuitul intermediar de c.c. (fig. 5.3.a) si cu semnalele de comutatie ale invertorului se reconstruiesc tensiunile statorice. Pentru aceasta, folosind functiile de comutatie ale invertorului (fig. 5.3.a) S_a, S_b, S_c se poate obtine fazorul spatial al tensiunii statorice (exprimat in sistemul de referinta fix d-q). Cu starile de comutatie si tensiunea E din circuitul intermediar de c.c. rezulta:

. (5.65)

unde:

S_a = 1 cand tranzistorul superior (T₁) al fazei a_s (fig. 5.3 a) este in conductie iar tranzistorul inferior (T₄) este blocat.

S_a = 0 cand tranzistorul superior (T₁) al fazei a_s este blocat iar tranzistorul inferior (T₄) este in conductie.

In mod analog, pentru functiile de comutatie S_b si S_c corespunzatoare fazelor b_s si c_s. Din relatia (1.32) rezulta:

; (5.66)

. (5.67)

Pentru o reconstructie precisa a tensiunilor statorice trebuie considerate, mai ales la viteze reduse ale rotorului, blocarea temporizata (timpul mort, care se programeaza in logica de comutatie din DSP pentru a preveni scurtcircuitarile din circuitul intermediar de c.c.) si caderile de tensiune pe elementele semiconductoare de comutatie (IGBT-uri).

Curentii statorici impreuna cu tensiunile statorice reprezinta intrari intr-un model adaptiv al motorului asincron (care contine si un estimator) cum se arata in fig. 5.15 si care estimeaza in timp real, la fiecare 25s (folosind un DSP) modulul fazorului spatial al fluxului statoric, (), pozitia sa fata de axa reala a sistemului d-q fix, (_s), fig. (5.2) cuplul electromagnetic, (m_e) si viteza rotorului, (). Cum s-a discutat in paragraful 5.2.1 este foarte important sa consideram ca rolul principal al modelului este de a estima precis componentele fluxului statoric, deoarece modulul si pozitia fazorului spatial al fluxului statoric, cuplul electromagnetic si de asemenea viteza rotorului se estimeaza din componentele fluxului statoric. Expresia cuplului electromagnetic este data de ecuatia (5.49).

Viteza rotorului [21]:

, (5.68)

rezulta in functie de componentele fluxului rotoric. Acesta se determina din componentele fluxului statoric cu [21]:

, (5.69)

. (5.70)

Pentru a crea modelul posibil al motorului trebuie inscrise de utilizator, intr-un soft de initializare al ABB, numai datele nominale (viteza nominala a motorului, curentul nominal, tensiunea nominala, puterea nominala, frecventa nominala). Totusi, pentru a obtine un model mai precis, unii parametri folositi in modelul motorului se initializeaza in timpul unei etape de pornire de identificare (etapa de autoconfirmare, care se refera la etapa de autocalibrare). In timpul pornirii sistemului de actionare, ACS 600 pune in functiune motorul aproximativ un minut. Circuitul de reglare monitorizeaza raspunsul motorului asincron la puterea aplicata si determina diferiti parametri ai masinii (rezistenta statorica, inductanta statorica, inductanta de magnetizare, coeficient de saturatie pentru aceste doua inductante, moment de inertie al motorului, etc) si mareste precizia modelului matematic al motorului. De exemplu, rezistenta statorica este necesara - in principiu - la viteza mare, fluxul statoric se obtine prin integrarea tensiunii statorice potrivite mai putin caderea de tensiune rezistiva:

, (5.69)

Cand viteza rotorului se determina utilizand viteza fazorului spatial al fluxului rotoric [ecuatia (5.68)], este necesara utilizarea diferitelor inductante ale masinii asincrone.

Exista doua alternative de identificare (ID) la pornire: identificarea standard la pornire si identificarea redusa la pornire. In timpul identificarii standard, motorul nu este cuplat la sarcina. Identificarea redusa se poate folosi daca sarcina nu poate fi decuplata sau daca reducerea fluxului statoric nu este permisa. De exemplu, reducerea fluxului nu este permisa la franarea motorului. Pentru a obtine cel mai precis model al motorului si cea mai buna performanta de reglare trebuie aleasa identificarea standard. Daca nu se selecteaza metoda de identificare al pornire, se executa automat o identificare rapida a motorului (cand se comanda START). In timpul primei proceduri de pornire, motorul porneste de la viteza zero, pentru cateva secunde, pentru a permite estimarea parametrilor necesari ai modelului avansat al motorului. Trebuie notat ca exista diferite tehnici de estimare on-line si in timp real a diversilor parametri si in repaus.

Exista mai multi parametri (ca rezistenta statorica) care se actualizeaza continuu in modelul adaptiv al motorului asincron in timpul functionarii actionarii. De exemplu, rezistenta statorica se actualizeaza folosind un model termic al motorului asincron. In actionarea ABB cu controlul direct al cuplului, temperatura se estimeaza presupunand ca temperatura mediului ambiant este de 30⁰. Temperatura motorului poate fi estimata folosind doua curbe: variatia in timp a sarcinii motorului si variatia in timp a constantei termice a motorului.

In timpul pornirii de identificare a motorului, regulatorul de viteza prezentat in figura 5.15 este acordat automat. Acesta contine un regulator PID clasic (nu un regulator fuzzy). Totusi, este de asemenea posibil sa ajustam manual amplificarile regulatorului PID. In modul de pornire autoacordat se obtine acordarea automata a amplificarilor PID. Aceasta foloseste de asemenea sarcina si momentul de inertie al masinii. Cu autoacordare este posibil sa se obtina o performanta dinamica mai buna (raspunsuri mai rapide ale vitezei) decat cu acordarea manuala. Conform schemei ABB, eroarea statica a regulatorului de viteza este situata intre ± 0,1% si ± 0,5% din viteza nominala a motorului. O reglare si mai buna a vitezei poate fi obtinuta numai utilizand un encoder cu impulsuri. In acest caz, eroarea statica de viteza este de domeniul ± 0,01% (daca se utilizeaza un encoder cu 1024 impulsuri/rotatie). Eroarea dinamica a regulatorului de viteza este in mod obisnuit de ± 0,4% la cuplu treapta de sarcina 100% daca nu se foloseste encoder sau un tahogenerator (actionare 'sensorless') si este de ± 0,1% cand se utilizeaza un encoder incremental cu impusuri. In orice caz, trebuie observat ca eroarea dinamica de viteza depinde puternic de acordarea regulatorului de viteza.

Pentru multe aplicatii industriale reglarea vitezei este functia cea mai importanta a unei actionari alimentate de la invertor. Intr-o actionare cu controlul direct al cuplului, reglarea vitezei nu reprezinta insa o parte a reglarii interioare a invertorului ca in actionarile traditionale alimentate de la invertor.

In fig. (5.15) intrarea regulatorului de viteza este eroarea de viteza ( - ) iar iesirea regulatorului produce valoarea de referinta (impusa) a cuplului electromagnetic. Regulatorul de viteza consta dintr-un regulator PID si de asemenea dintr-un compensator de acceleratie. Compensatorul de acceleratie (reactie anticipativa de la derivata vitezei de referinta) este extrem de util pentru minimizarea abaterii de reglare in timpul pornirii, acceleratiei sau deceleratiei.

Regulatorul PID se poate acorda pentru a fi mai mult decat un compensator de sarcina. Regulatorul PID si compensatorul de acceleratie se acorda cu o metoda de acordare automata, care se bazeaza pe identificarea constantei mecanice de timp a actionarii. Cu identificarea constantei mecanice de timp intr-o autoacordare initiala, sau in timpul functionarii normale, este posibil sa se acorde regulatorul PID pentru eficienta maxima.

In figura (5.15) intrarea in bucla de reglare a cuplului este, fie referinta externa de cuplu (m_e^*), fie referinta de cuplu de la iesirea regulatorului de viteza. Regulatorul cuplului de referinta produce semnalul cuplului de referinta intern (m_e^*_i). In interiorul regulatorului cuplului electromagnetic de referinta, iesirea vitezei reglate se limiteaza prin limitele de cuplu si de tensiunea din circuitul intermediar de c.c. In acest fel cuplul motorului este impiedicat sa depaseasca cuplul critic si invertorul este protejat la suprasarcina. Calculul limitei de cuplu foloseste curentul maxim al invertorului si curentul maxim al motorului. In fig. (5.15) regulatorul fluxului statoric de referinta produce modulul fluxului statoric intern de referinta (). Capacitatea de reglare si modificare a acestui modul furnizeaza o cale convenabila de implementare a trei functii (f₁, f₂, f₃), reprezentate in fig. 5.15, care sunt: optimizarea fluxului, franarea prin flux si slabirea fluxului (campului). Optimizarea fluxului furnizeaza adaptarea automata a fluxului la variatia sarcinii, producand cresterea randamentului. Franarea prin flux furnizeaza cel mai mare cuplu de franare posibil fara hard suplimentar. Slabirea fluxului face posibila o viteza mai mare decat viteza nominala a rotorului [21].

Optimizarea fluxului. Folosind modelul motorului, nivelul de magnetizare optim (modulul fazorului de flux statoric) poate fi de asemenea estimat ca o functie a sarcinii. Exista diferite metode de reglare optimala a randamentului [21]: reglarea constanta a fluxului, reglarea raportului dintre componentele (directa si in cudratura) curentului statoric, reglarea optimala a fluxului si reglarea bazata pe inteligenta artificiala. Optimizarea fluxului reduce consumul total de energie al motorului (imbunatateste randamentul) si nivelul de zgomot, cand actionarea functioneaza sub sarcina nominala. Randamentul total al motorului si actionarii poate fi imbunatatit cu 1% pana la 10% depinzand de punctul de functionare (cuplu de sarcina si viteza rotorului). 

Franarea prin flux. Franarea prin flux este o tehnica prin care energia mecanica a sarcinii se converteste in caldura in interiorul motorului prin cresterea fluxului. Invertorul, care alimenteaza motorul, poate produce o deceleratie mai mare - prin cresterea nivelului de magnetizare in motor - fara un hardware suplimentar. Prin cresterea fluxului statoric, energia generata de masina in timpul franarii se poate converti in energie termica. Invertorul monitorizeaza continuu starea motorului si in timpul franarii prin flux. Astfel franarea prin flux se poate utiliza pentru oprirea motorului si de asemenea pentru trecerea de la o viteza la alta. Trebuie observat ca nu este posibila franarea cu injectie de c.c. (franarea dinamica), care este o tehnica larg folosita. Alte avantaje ale franarii prin flux, comparativ cu franarea prin injectie de c.c. sunt:

actiunea de franare incepe imediat dupa ce este data comanda STOP. In cazul injectiei de c.c. exista o intarziere de 500 ms dupa comanda STOP si inceputul franarii. Aceasta intarziere este esentiala deoarece injectia de c.c. este posibila numai dupa ce fluxul motorului este redus suficient:

racirea motorului este mai eficienta. In timpul franarii prin flux cresc curentii statorici iar la franarea in c.c. cresc curentii rotorici. Totusi, statorul se raceste mai eficient decat rotorul.

Este posibil sa avem o franare eficace utilizand un rezistor de franare. Sub viteza nominala (de baza) se utilizeaza o valoare constanta a modulului fluxului statoric (tensiunea statorica creste) iar peste viteza de baza (unde se atinge tensiunea limita a invertorului) modulul fluxului statoric se reduce invers proportional cu viteza (slabirea fluxului).

In fig. (5.15) valorile reale (estimate) ale cuplului electrimagnetic (m_e) si ale modulului fazorului spatial al fluxului statoric se compara la fiecare 25 s cu valorile lor interne de referinta (impuse) care reprezinta iesirea regulatorului cuplului de referinta () respectiv a regulatorului fluxului de referinta, . Erorile rezultate () reprezinta semnalele de intrare in comparatoarele de cuplu electromgnetic si respectiv de flux statoric, care - conform schemei ABB - sunt comparatoare cu histerezis cu doua nivele. Un tabel de cautare al vectorului optim de comutatie a invertorului determina comutatiile optime ale invertorului in functie de iesirile celor doua comparatoare (dm_e si d) si de pozitia (_s) a fazorului spatial al fluxului statoric. In acest scop se utilizeaza un procesor digital de semnal, foarte rapid, de 40 MHz impreuna cu un ASIC. Toate semnalele de comanda se transmit prin legaturi optice pentru transmisii de date de mare viteza. Astfel se poate vedea ca fiecare comutatie a invertorului se determina separat, pe baza valorilor cuplului electromagnetic si ale flulxului statoric (modulul si unghiul fazorului spatial al fluxului statoric) si nu intr-un mod predeterminat ca in alte actionari de c.a. In actionarea cu controlul direct al cuplului nu este necesar un modulator de latime a pulsului pentru reglarea separata a tensiunii si frecventei. Datorita raspunsului extrem de rapid al cuplului (mai mic de 2 ms), actionarea poate reactiona imediat la schimbarile dinamice cum ar fi schimbarile bruste ale sarcinii, intreruperea alimentarii, supratensiuni etc. Deoarece selectia vectorului de comutatie determina tensiunile si curentii motorului, care influenteaza pe rand cuplul electromagnetic si fluxul rotoric, circuitele de reglare sunt circuite (bucle) inchise.

In controlul direct al cuplului unei actionari cu motor asincron modulul fluxului statoric si cuplul electromagnetic se mentin in interiorul benzilor lor de histerezis stabilite. Comutatiile invertorului se modifica daca valorile reale ale cuplului si fluxului statoric difera de valorile lor de referinta mai mult decat permit benzile de histerezis. Cand fazorul spatial al fluxului statoric, care se roteste, atinge limita superioara sau inferioara de histerezis se selecteaza un vector potrivit de comutatie a tensiunii, care schimba directia fazorului spatial al fluxului statoric si astfel il forteaza sa fie in banda de histerezis necesara. Aceste aspecte ale selectiei tabelei de comutatie optimala s-au discutat in paragrafele 5.2.1, 5.2.2 si 5.2.3. Ar trebui observat ca, la frecvente reduse vectorii de comutatie ai tensiunii in directie tangentiala (de exemplu u₃, u₆, etc.) au o puternica influenta asupra cuplului electromagnetic. In controlul direct al cuplului exista de asemenea posibilitatea de a regla frecventa de comutatie a invertorului modificand parametrii de histerezis ca o functie de frecventa electrica.

In actionarea ABB cu control direct al cuplului se poate obtine o reglare optima a cuplului fara utilizarea unui sensor de viteza. De exemplu, este posibil sa avem un timp de crestere a cuplului electromagnetic mai mic de 5 ms cu un cuplu electromagnetic de referinta de 100%. Prin aplicarea unui cuplu de referinta (impus) in locul unei viteze de referinta, se poate mentine un anumit cuplu motor iar viteza se adapteaza automat pentru a mentine cuplul de referinta. Prin folosirea controlului direct al cuplului este de asemenea posibil sa avem un cuplu de pornire maxim, controlabil si deci o pornire lina.

Conform schemei ABB, este posibil sa functioneze controlul direct al cuplului la controlul motorului asincron chiar la viteza zero (nu la frecventa statorica zero) si motorul sa poata dezvolta cuplul nominal la acesta viteza, fara utilizarea unui encoder cu impusuri sau tahogenerator. Aceasta este o trasatura importanta pentru diferite aplicatii, ca de exemplu: elevatoare, lifturi, macarale, etc. Totusi, daca este necesara o functionare indelungata la viteza zero, poate fi necesar un encoder cu impulsuri.

Concluzii

Trasaturile principale ale controlului direct al cuplului sunt:

reglarea directa a fluxului si cuplului (prin selectia vectorilor optimi de comutatie a invertorului);

reglarea indirecta a curentilor si tensiunilor statorice;

curentii statorici si fluxurile statorice sunt aproximativ sinusoidale;

posibilitatea reducerii oscilatiilor cuplului; oscilatiile cuplului depind de durata de aplicare a vectorilor zero;

performanta dinamica ridicata;

frecventa de comutatie a invertorului depinde de latimea benzilor de histerezis ale fluxului si cuplului.

Avantejele principale ale controlului direct al cuplului sunt:

absenta transformarilor de coordonate (care sunt necesare in cele mai multe actionari cu control vectorial);

absenta blocului distict de modulatie a tensiunii (necesar in actionarile vectoriale);

absenta circuitelor de decuplare a tensiunii (necesare in actionarile vectoriale alimentate de la VSI);

absenta diferitelor regulatoare (de exemplu, intr-o actionare cu motor asincron alimentat de la un VSI PWM exista cel putin patru regulatoare - a se vedea figurile (4.10) si (4.12);

trebuie determinat numai sectorul in care se afla fazorul spatial al fluxului si nu pozitia fazorului spatial real (precizia minima necesara este de 60⁰ el. in comparatie cu aproximativ 1,4⁰ el. in actionarile vectoriale);

timp minim de raspuns al cuplului.

Dezavantajele principale ale controlului direct al cuplului sunt:

probleme posibile in timpul pornirii, la functionarea cu viteze reduse si in timpul schimbarii comenzii cuplului;

necesitatea estimatoarelor de flux si cuplu (aceleasi probleme exista si pentru actionarile vectoriale);

schimbarea frecventei de comutatie;

ondulatia mare a cuplului.